SiC MOSFET: оптимизация управления. Часть 3

Данный цикл статей является переводом руководства TND6237/D. SiC MOSFETs: Gate Drive Optimization от компании ON Semiconductor. Третья часть цикла посвящена анализу эффективности интегральных драйверов NCP51705, а также рассмотрению конкретных примеров использования NCP51705
344
В избранное

Рабочие параметры NCP51705

На рис. 16 синим цветом изображен график зависимости тока потребления IDD драйвера NCP51705 от напряжения питания VDD при отсутствии коммутаций и при отсутствии нагрузки у встроенного стабилизатора V5V. При увеличении напряжения питания VDD ток потребления интегрального драйвера IDD сначала линейно возрастает до тех пор, пока не будет превышено пороговое напряжение UVLO. Пороговое напряжение VDD (UVLO) в данном случае составляет 12 В. Вблизи порогового напряжения VDD (UVLO) ток потребления IDD стабилизируется на уровне 1 мА (плоский участок на графике).Во всем диапазоне напряжений 7 В <VDD <22 В ток потребления IDD увеличивается с 0,6 мА до 2,3 мА.

На этом же рисунке красным цветом представлен график зависимости тока потребления IDD от напряжения питания VDD для случая, когда на вход IN+ подан управляющий ШИМ-сигнал с частотой 100 кГц и коэффициентом заполнения 50% (схема накачки отключена). В данном случае для имитации входного импеданса SiC-транзистора в качестве нагрузки использовали резистор 4,99 Ом и емкость 2,2 нФ. Сопротивление резистора в цепи затвора составляло 3 Ом. В диапазоне напряжений 12 В <VDD <22 В ток потребления IDD линейно увеличивался от 3,7 мА до 5,5 мА.

Зависимость тока потребления IDD от напряжения питания VDD

Рис. 16. Зависимость тока потребления IDD от напряжения питания VDD

На рис. 17 представлены осциллограммы сигналов при запуске драйвера. Из рисунка видно, что управляющий сигнал подается на вход IN+ еще до появления напряжения питания VDD. Напряжение VDD плавно увеличивается с 0 В до 20 В. Так как напряжение на входе UVSET = 2 В (не показано), то пороговое напряжение VDD (UVLO) = 12 В. Отрицательное напряжение VEE в данном случае составляет -5 В (вход VEESET подключен к V5V), а пороговое напряжение VEE (UVLO) = −4 В. Выход драйвера активируется при VEE = −4 В, даже если VDD> 12 В. Также обратите внимание, что амплитуда первых импульсов на выходе драйвера OUT (VGS) оказывается меньше 20 В в течение почти 100 мкс. В зависимости от скорости нарастания напряжения VDD, задержка может быть больше, и поэтому при выборе UVSET следует учитывать перегрев, который будет испытывать SiC-транзистор при запуске из-за неполного открывания.

Осциллограммы сигналов при запуске драйвера

Рис. 17. Осциллограммы сигналов при запуске драйвера (VDD (UVLO) = 12 В, VEE (UVLO) = −4 В):: CH1-IN +, CH2-VDD, CH3-OUT, CH4-VEE

На рис. 18 представлены осциллограммы тех же сигналов при запуске, но в данном случае UVSET = 3 В, поэтому пороговое напряжение VDD (UVLO) = 18 В. Из графика видно, что выход OUT (VGS) активируется только при VDD > 18 В, даже если -5< VEE <−4 В. Какая из защитных функций UVLO является доминирующей, зависит от скоростей нарастания VDD и VEE. Но главное заключается в том, что выход NCP51705 будет отключен, пока напряжения VDD и VEE, не будут выше и ниже соответствующих пороговых значений UVLO. Обратите внимание, что уже первые импульсы на выходе OUT (VGS) имеют максимальный размах (20 В и – 5В).

Осциллограммы сигналов при запуске драйвера

Рис. 18.Осциллограммы сигналов при запуске драйвера (VDD (UVLO) = 18 В, VEE (UVLO) = −4 В): CH1-IN +, CH2-VDD, CH3-OUT, CH4-VEE 

Встроенная схема накачки NCP51705 имеет медленный контур управления, что проявляется в небольшом недорегулировании <400 мкс, наблюдаемом при запуске VEE (рис. 19). Спустя 400 мкс напряжение VEE достигает целевого значения -3 В, -5 В или -8 В.

Осциллограммы VEE при запуске драйвера

Рис. 19. Осциллограммы VEE при запуске драйвера

Процесс выключения драйвера происходит плавно, без глитчей и колебаний. Как показано на рис. 20, сигнал на выходе OUT прекращается сразу после просадки VDD и далее по форме повторяет сигнал VEE. Напряжение увеличивается с -5 В до 0 В приблизительно за 300 мс.

Осциллограммы сигналов при выключении: CH1-IN +, CH2-VDD, CH3-OUT, CH4-VEE

Рис. 20. Осциллограммы сигналов при выключении: CH1-IN +, CH2-VDD, CH3-OUT, CH4-VEE

На рис. 21 представлены те же осциллограммы, что и на рисунке 20, но в увеличенном масштабе. На входе UVSET установлено напряжение 3 В, что определяет пороговое значение VDD (UVLO) = 18, при этом гистерезис UVLO является фиксированным и составляет 1 В. На рисунке 21 хорошо видно, что сигнал на выходе OUT прекращается при VDD = 17 В (Гистерезис 18 В -1 В = 17 В), несмотря на то, что VEE = -4,5 В (пороговое значение VEE (UVLO) = -4 В). Таким образом, даже при плавном уменьшении VDD отключение драйвера происходит без паразитных импульсов или колебаний..

Осциллограммы сигналов при выключении драйвера: CH1-IN +, CH2-VDD, CH3-OUT, CH4-VEE.

Рис. 21. Осциллограммы сигналов при выключении драйвера: CH1-IN +, CH2-VDD, CH3-OUT, CH4-VEE.

Сигнал на выходе пропадает при VDD_UVLO (OFF) = 17 В (см. положение курсора на осциллограмме).

Задержка распространения сигнала управления при включении отсчитывается от момента, когда сигнал на входе IN+ достигает 90% от максимального значения, и до момента, когда сигнал на выходе OUT увеличивается до 10% от максимального значения. Как уже неоднократно отмечалось ранее, драйверы SiC-транзисторов работают с более высоким напряжением, чем драйверы кремниевых МОП-транзисторов. Тем не менее, для них задержка распространения также измеряется при нагрузке 1 нФ и напряжении VDD = 12 В. Из рис. 22 видно, что при этих стандартных условиях задержка распространения для NCP51705 составляет 19 нс.

Задержка включения. Осциллограммы сигналов CH1-IN +, CH2-VDD, CH4-OUT

Рис. 22. Задержка включения. Осциллограммы сигналов CH1-IN +, CH2-VDD, CH4-OUT

Задержка распространения сигнала управления при выключении отсчитывается от момента, когда сигнал на входе IN+ уменьшается до 10%, и до момента, когда сигнал на выходе OUT снижается до 90% от максимального значения. На рисунке 23 показан процесс выключения при тех же стандартных условиях (нагрузка 1 нФ и напряжение VDD = 12 В). Величина задержки распространения составляет 22 нс. Времена нарастания и спада для фронта и среза оказываются примерно равными – около 5 нс.

Задержка выключения. Осциллограммы сигналов CH1-IN +, CH2-VDD, CH4-OUT

Рис. 23. Задержка выключения. Осциллограммы сигналов CH1-IN +, CH2-VDD, CH4-OUT

Осциллограммы сигналов DESAT и XEN показаны на рисунках 24 и 25. Поскольку тестирование проводилось только для проверки функционала драйвера (без силового контура), то к выводу DESAT был подключен конденсатор емкостью 100 пФ. На рисунке 24 изображены осциллограммы сигналов для случая, когда напряжение на входе DESAT не превышает 7,5 В и выход работает в нормальном режиме. Если частота IN + уменьшается, то длительность включенного состояния будет увеличиваться, в результате конденсатор на входе DESAT будет заряжаться до более высокого напряжения. Такая ситуация представлена на рисунке 25, где напряжение DESAT достигает порогового напряжения 7,5 В. Можно заметить, что при этом выход отключается еще до того, как переключается сигнал на входе. В данном случае низкая скорость нарастания напряжения на входе DESAT выбрана для того, чтобы продемонстрировать отсутствие глитчей и колебаний при аварийном выключении. Таким образом, в реальных приложениях, чтобы отфильтровать высокочастотный шум, идущий от импульсного источника питания, на входе DESAT допускается размещать небольшой внешний конденсатор (<100 пФ).

Сигнал XEN является инвертированным представлением выходного сигнала OUT. Независимо от того, работает ли драйвер в нормальном режиме или в случае срабатывания функции DESAT, XEN отображает реальное состояние сигнала OUT на выходе драйвера.

Осциллограммы сигналов CH1-IN +, CH2-OUT, CH3-DESAT, CH4-XEN. Случай, когда напряжение VDESAT <7,5 В

Рис. 24. Осциллограммы сигналов CH1-IN +, CH2-OUT, CH3-DESAT, CH4-XEN. Случай, когда напряжение VDESAT <7,5 В

Осциллограммы сигналов CH1-IN +, CH2-OUT, CH3-DESAT, CH4-XEN. Случай, когда напряжение VDESAT достигает 7,5 В

Рис. 25. Осциллограммы сигналов CH1-IN +, CH2-OUT, CH3-DESAT, CH4-XEN. Случай, когда напряжение VDESAT достигает 7,5 В

ПРИЛОЖЕНИЯ

SiC-транзисторы могут использоваться в тех же приложениях, в которых сейчас используются IGBT. Примерами наиболее распространенных приложений для SiC-транзисторов являются высоковольтные импульсные источники питания, зарядные устройства для автомобилей с гибридной и электрической силовой установкой, электровозы, сварочные аппараты, лазеры, промышленное оборудование, а также силовые устройства, работающие при высокой температуре. Внедрение SiC-транзисторов представляет особый интерес для солнечных инверторов и высоковольтных центров обработки данных. Увеличение рабочего напряжения позволяет не только перейти на провода с меньшим сечением и уменьшить габариты монтажных щитов, но и снизить потери проводимости, а, значит, повысить КПД. Большие солнечные электростанции в настоящее время работают с напряжением 1 кВ, при этом наметилась тенденция увеличения напряжения до 1,5 кВ. Центры обработки данных используют распределенную систему питания 380 В, но рабочее напряжение может быть повышено до 800 В.

Далее будут рассмотрены некоторые базовые примеры, в которых используются драйверы NCP5170.

Управление ключом нижнего плеча

На рис. 26 показана схема, в которой драйвер NCP51705 управляет ключом нижнего плеча. Микроконтроллер (МК) и драйвер взаимодействуют напрямую, без гальванической развязки, хотя во многих приложениях могут потребоваться цифровые изоляторы. Данная схема наглядно демонстрирует, что для безопасного и надежного управления SiC-транзистором требуется минимум компонентов. Следует также отметить, что в схеме используется единственный источник питания 20 В, однако этот источник должен обеспечивать работу с быстрыми импульсами тока, которые возникают при значительных скоростях переключений 50 В/нс (подробнее этот вопрос рассматривался в предыдущей статье). Если напряжение шины VDD формирует специальный вспомогательный источник питания, то особое внимание следует уделить проектированию трансформатора, который должен обладать минимальной паразитной емкостью между первичной и вторичной обмотками.

Управление ключом нижнего плеча

Рис 26. Управление ключом нижнего плеча

Силовой полумост

На практике более востребованной является полумостовая схема включения SiC-транзисторов. Пример такой схемы изображен на рис. 27. В приложениях большой мощности обычно используют гальваническую развязку, как драйвера верхнего плеча, так и драйвера нижнего плеча. Для этого требуется два цифровых изолятора. Число сигнальных линий, требующих развязки, определяется индивидуально для каждого конкретного приложения. В этом упрощенном примере от микроконтроллера к каждому драйверу идут два сигнала IN+ и IN−, а от драйверов к микроконтроллерам возвращается по одному сигналу XEN. Сигнал XEN позволяет очень точно синхронизировать работу силовых SiC-транзисторов, предотвращать протекание сквозных токов, минимизировать длительность мертвого времени и обнаруживать аварийные ситуации (например, выход транзистора из насыщения). Кроме того, цифровой контроллер может дополнительно контролировать температуру, управлять системой охлаждения (например, вентилятором) и выполнять защитные функции более высокого уровня. Напряжение с выхода V5V от NCP51705 допускается использовать для питания вторичной стороны цифровых изоляторов, как показано на рис. 27.

Полумостовая схема

Рис. 27. Полумостовая схема

Квазирезонансный обратноходовой преобразователь (QR Flyback)

На рис. 28 представлена схема квазирезонансного обратноходового преобразователя мощностью 100 Вт с широким входным диапазоном 300 В <VIN <1 кВ. В этом преобразователе используется контроллер NCP1340B1 и SiC-драйвер NCP51705. Преобразователи такого типа часто применяют в фотоэлектрических и промышленных приложениях, однако если силовой каскад такого преобразователя построен на базе IGBT, то частота коммутации для него обычно не превышает 65 кГц. В то же время для схемы, показанной на рисунке 28, рабочая частота колеблется между 377 кГц <FS <430 кГц в диапазоне нагрузок от 100% до 25%, при VIN = 300 В.

Квазирезонансный обратноходовой преобразователь 1000 / 24 В, 100 Вт, 400 кГц

Рис. 28. Квазирезонансный обратноходовой преобразователь 1000 / 24 В, 100 Вт, 400 кГц

Для VIN = 300 В форма напряжения сток-исток определяется суммой входного напряжения и отраженного выходного напряжения. Форма сигнала, представленная на рис. 29, соответствует работе преобразователя в режиме полного рабочего цикла (VIN = 300 В) с напряжением сток-исток SiC-транзистора 720 В. Длительность фронта VDS составляет ~ 30 нс, что соответствует dVDS / dt = 24 В/нс. Контроллер NCP1340B1 обеспечивает плавное, резонансное переключение (практически идеальная ZVS-коммутация при минимальном уровне колебаний VDS) по срезу VDS, что хорошо заметно на осциллограмме. Поскольку в квазирезонансном обратноходовом преобразователе присутствует только ключ нижнего плеча, коммутация которого проводится плавно, то для управления этим ключом может использоваться только положительное напряжение 0 В <VGS <20 В. Тем не менее, в схеме, представленной на рис. 28, диапазон управляющих напряжений затвор-исток составляет -5…20 В. Как отмечалось выше, применение отрицательного запирающего напряжения хотя и приводит к небольшим дополнительным потерям, связанным с увеличенным зарядом затвора, однако, при этом уровень устойчивости схемы к ложным переключениям значительно возрастает.

Осциллограммы CH3 = VDS, CH4 = VGS  (VIN = 300 В, VOUT = 24 В, IOUT = 4 А, FS = 377 кГц)

Рис. 29. Осциллограммы CH3 = VDS, CH4 = VGS  (VIN = 300 В, VOUT = 24 В, IOUT = 4 А, FS = 377 кГц)

Отладочная плата NCP5170 EVB

Оценочная плата (EVB) была разработана для оценки эффективности NCP51705 в новых или в уже существующих приложениях. EVB не включает в себя силовой каскад и является платой общего назначения, другими словами она создавалась не для какой-то специальной топологии. Данная плата может использоваться в любом мощном преобразователе для управления ключами верхнего и нижнего плеча. В мостовых схемах для управления транзисторами потребуется две или более оценочных платы EVB. EVB представляет собой комбинацию из изолятора, драйвера и посадочного места для транзистора с корпусом TO-247. Схема оценочной платы представлена на рис. 30.

Принципиальная схема платы NCP5170 Mini EVB

Рис. 30. Принципиальная схема платы NCP5170 Mini EVB

При разработке оценочной платы EVB ставилась задача получить ультракомпактную универсальную плату, которую можно напрямую подключать к силовым SiC-транзисторам с корпусом TO-247. На рис. 31 представлены фотографии нижней и верхней стороны оценочной платы. Рядом для наглядности помещен транзистор с корпусом TO-247.

Плата NCP5170 Mini EVB – вид сверху и снизу (35 мм х 15 мм)

Рис. 31. Плата NCP5170 Mini EVB – вид сверху и снизу (35 мм х 15 мм)

Существует несколько вариантов монтажа EVB на уже готовые силовые платы. EVB может быть установлена горизонтально относительно основной силовой платы, как показано на рисунке 32. Это рекомендуемый способ монтажа.

 Горизонтальная установка EVB

Рис. 32. Горизонтальная установка EVB

Если крупные компоненты на основной плате мешают горизонтальной установке EVB, то оценочную плату можно разместить вертикально или под небольшим углом (то есть параллельно корпусу T0−247). Такой вариант установки является менее предпочтительным из-за того, что вывод стока транзистора оказывается слишком близко к драйверу и может наводить на него помехи из-за высокого значения dV/ dt при коммутациях. При выборе любого из предложенных вариантов монтажа оценочной платы задняя теплоотводящая поверхность транзистора остается открытой и доступной для размещения радиатора. Более подробные инструкции по монтажу EVB представлены в руководстве пользователя [2].

Вертикальная установка EVB

Рис. 33. Вертикальная установка EVB

Оценочная плата EVB по умолчанию работает с ШИМ-сигналом с положительной входной логикой (IN - подключен к GND1). Однако IN- может также работать в качестве входа разрешения или использоваться для инвертирования логики входных сигналов управления. Выход драйвера по умолчанию настроен для работы в положительном диапазоне управляющих напряжений 0 В <VOUT <VDD. Однако пользователь может самостоятельно распаять необходимые перемычки на плате для перенастройки VEESET и получения VEE -3 В, -5 В или -8 В. Наконец, пороговый уровень UVSET по умолчанию составляет 17 В, что советует безопасной области работы SiC-транзисторов.

Исследование рабочих характеристик NCP5170

Характеристики МОП-транзисторов и IGBT исследуют с помощью хорошо известного метода сдвоенного импульса (Double Pulse Test). В этом методе к затвору испытуемого SiC-транзистора нижнего плеча последовательно прикладывается два импульса напряжения. Перед проведением испытаний транзистор предварительно устанавливается в гнездо тестового стенда, подключенное к коммутируемой цепи с индуктивной нагрузкой. Пример такой схемы представлен на рис. 34.

Схема испытаний и формы сигналов в методе со сдвоенным импульсом (Double Pulse Test)

Рис. 34. Схема испытаний и формы сигналов в методе со сдвоенным импульсом (Double Pulse Test)

Длительность первого импульса выбирается таким образом, чтобы ток стока достигал требуемого значения. Так как дроссель в цепи стока имеет большую индуктивность, то во время короткой паузы между импульсами ток IL1 остается почти постоянным. В результате к моменту подачи второго, более короткого импульса, ток начинает нарастать не с 0 А, а с того уровня, который был достигнут в момент окончания первого импульса. Этот метод тестирования позволяет точно контролировать значения ID и VDS, которые необходимы для измерения динамических характеристик и эффективности транзисторов, а также для сравнения транзисторов между собой.

Метод двойного импульса также подходит для оценки эффективности драйверов затвора. Для этого управление одним и тем же SiC-транзистором осуществляется с помощью разных драйверов. Далее, оценивая результаты испытаний, можно сравнить эффективность драйверов. В нашем случае сравнивались показатели EVB NCP5170 (рисунки 30 и 31) и показатели схемы на базе изолированного драйвера FOD8384 (рис. 35).

Схема включения драйвера FOD8384 с оптической развязкой

Рис 35. Схема включения драйвера FOD8384 с оптической развязкой

Драйвер FOD8384 способен выдерживать смещения VDD до 30 В, что делает его подходящим для работы с управляющими напряжениями -5 В <VGS <20 В. Как и в примере, показанном на рисунке 8, драйвер FOD8384 не является законченной схемой управления SiC-транзистором, так как не имеет встроенных защитных функций (DESAT, UVLO и т.д.). Следовательно, в нашем исследовании будет выполняться сравнение только динамических характеристик драйверов.

На рисунках 36 и 37 представлено сравнение фронтов и срезов управляющих сигналов VGS для обеих схем при равном сопротивлении 1 Ом в цепи затвора. В ходе испытаний драйверы управляли 1200 В SiC-транзисторами, работающими с коммутируемым напряжением шины 600 В и током стока 30 A (ID). Характер фронта VGS в схеме с NCP51705, имеет резистивный характер при -5 В <VGS <10 В, далее при 10 В <VGS <20 В форма сигнала соответствует заряду RC-цепи. Ток управления, формируемый NCP51705, достигает пикового значения 6 А, в то время как пиковый ток для FOD8384 составляет всего 1 А. В результате при одних и тех же условиях NCP51705 обеспечивает время нарастания VGS 37,5 нс, в то время как аналогичный показатель для FOD8384 составляет 57,6 нс. Аналогично, время спада VGS для NCP51705 оказывается равным 25,2 нс, а для FOD8384 34,5 нс.

 

Рис. 36. Сравнение фронтов напряжения затвор-исток (VGS)

Сравнение срезов напряжения затвор-исток (VGS)

Рис. 37. Сравнение срезов напряжения затвор-исток (VGS)

Грамотно спроектированный интегральный драйвер затвора обеспечивает низкий импеданс, как при включении, так и при выключении SiC-транзистора. Это позволяет надежно управлять силовым ключом. Кроме того, низкий импеданс драйвера позволяет реализовывать весь потенциал SiC-транзисторов с точки зрения их «природной» высокой скорости dV/dt. Максимальное значение dV/ dt для SiC-транзисторов обратно пропорционально сумме сопротивлений RLO + RGATE + RGI. Чем выше RLO, тем ниже будет устойчивость ключа к высоким dV / dt. Это делает SiC-транзистор более восприимчивым к ложным включениям, вызванным dV/ dt, что приводит к необходимости ограничения dVDS/dt (за счет выбора походящего номинала RGATE). Осциллограммы напряжения VDS NCP51705, представленные на рис. 38, демонстрируют высокую точность управления величиной dVDS/dt, которая обеспечивается простым изменением RGATE. Для RGATE = 1 Ом, dVDS / dt = 72 В / нс. Увеличение RGATE с 1 до 15 Ом снижает dVDS/ dt с 72 В до 68 В / нс. Это подтверждает тот факт, что изменяя RGATE можно очень точно задавать dVDS/dt, если это необходимо.

Фронт напряжения сток-исток (VDS) при использовании NCP51705 и различных сопротивлений затвора

Рис. 38. Фронт напряжения сток-исток (VDS) при использовании NCP51705 и различных сопротивлений затвора

Аналогичным образом исследовались характеристики драйвера FOD8384 (рис. 39). Обратите внимание, что изменение RGATE с 1 Ом до 15 Ом приводит к изменению dVDS/dt более чем в 2 раза. Таким образом, из-за высокого внутреннего сопротивления FOD8384 скорость dVDS/dt очень сильно зависит от сопротивления резистора RGATE, что затрудняет управление. Также стоит заметить, что в случае с NCP51705 зависимость dVDS/dt от RGATE носит практически линейный характер, что также упрощает управление.

Фронт напряжения сток-исток (VDS) при использовании FOD8384 и различных сопротивлений затвора

Рис. 39. Фронт напряжения сток-исток (VDS) при использовании FOD8384 и различных сопротивлений затвора

На рис. 40 сравниваются формы сигналов напряжения VDS для обоих драйверов, работающих с одинаковой нагрузкой и одинаковыми параметрами управления (−5 В <VGS <20 В с RGATE = 1 Ом). Скорости dVDS/dt оказываются сопоставимыми: 72 В/нс и 64 В/ нс. Однако NCP51705 демонстрирует меньшее перерегулирование и меньший звон.

 Сравнение фронтов напряжения сток-исток (VDS) при использовании NCP51705 и FOD8384

Рис. 40. Сравнение фронтов напряжения сток-исток (VDS) при использовании NCP51705 и FOD8384. Сопротивление затвора 1 Ом

При использовании NCP51705 у разработчиков есть альтернативный способ управления dVDS/dt – с помощью изменения отрицательного напряжения VEE. Это можно сделать, настроив вывод VEESET в соответствии с таблицей 3 или используя внешний отрицательный источник постоянного напряжения, подключенный к выводу VEE. На рис. 41 представлены осциллограммы VDS при изменении VEE в диапазоне −6…0 В. Обратите внимание на заваленный фронт и емкостный характер сигнала при малых VDS для случая, когда 0 В <VGS <20 В. Это происходит из-за того, что даже при VGS = 0 В на затворе SiC-транзистора остается заряд. Это еще раз демонстрирует важность использования отрицательных управляющих напряжений при выключении.

Фронт напряжения сток-исток (VDS) при использовании NCP51705 и различных VEE

Рис. 41. Фронт напряжения сток-исток (VDS) при использовании NCP51705 и различных VEE

Контроль тока стока осуществлялся с помощью датчика тока. Осциллограммы токов представлены на рис. 42. При использовании NCP51705 ток стока уменьшается со скоростью dID / dt = 3,2 А / нс, и при этом уровень звона оказывается ниже, чем при работе с драйвером FOD8384. Высокое значение dID / dt NCP51705 хорошо коррелирует с сигналами VGS, показанными на рис. 37.

Сравнение срезов тока при использовании NCP51705 и FOD8384

Рис. 42. Сравнение срезов тока при использовании NCP51705 и FOD8384

Метод двойных импульсов – это традиционный метод исследования динамических характеристик дискретных силовых полупроводниковых приборов. Поскольку VDS и начальный ток ID можно точно контролировать во время включений и выключений, то этот же метод позволяет оценивать и динамические характеристики интегральных драйверов.

Заключение

В настоящем руководстве были рассмотрены некоторые уникальные особенности SiC-транзисторов, которые необходимо учитывать при разработке схем управления затвором. Низкое значение gm или умеренная крутизна переходной характеристики создают много проблем для драйверов. Хотя традиционные драйверы общего назначения часто используются для управления SiC-транзисторами, они не обладают необходимым функционалом для обеспечения надежных и стабильных переключений. Широкое распространение SiC-транзисторов на рынке в некоторой степени связано с простотой их использования. Интегральный драйвер NCP5170 позволяет разработчикам создавать простые, надежные и эффективные системы управления SiC-транзисторами.

Предыдущие главы:

  1. Управление SiC-транзисторами. Часть 1
  2. Управление SiC-транзисторами. Часть 2

Литература

  1. NCP5170 – SiC MOSFET Driver”, Datasheet, ON Semiconductor, August 2017
  2. NCP5170 Mini EVB”, User Guide, ON Semiconductor, August 2017
  3. https://www.onsemi.com/pub/Collateral/TND6237-D.PDF
Производитель: CREE POWER
Наименование
Производитель
Описание Корпус/
Изображение
Цена, руб. Наличие
C2M1000170D
C2M1000170D
CREE POWER
Арт.: 1290455 ИНФО PDF
Поиск
предложений
MOSFET, N-CH, 1700V, 4.9A, SIC, TO247
C2M1000170D
-
Поиск
предложений
C2M0025120D
C2M0025120D
CREE POWER
Арт.: 1326955 ИНФО PDF
Поиск
предложений
MOSFET SIC MOSFET 1200V RDS ON 25 mOhm
C2M0025120D
-
Поиск
предложений
C3M0120100K
C3M0120100K
CREE POWER
Арт.: 2264064 ИНФО PDF RND
Поиск
предложений
MOSFET 1000V 120mOhm G3 SiC MOSFET TO-247-4
C3M0120100K
-
Поиск
предложений
C3M0120100J
C3M0120100J
CREE POWER
Арт.: 2302101 ИНФО PDF RND
Поиск
предложений
MOSFET 1000V 120mOhm G3 SiC MOSFET TO-263-7
C3M0120100J
-
Поиск
предложений
Производитель: On Semiconductor
Наименование
Производитель
Описание Корпус/
Изображение
Цена, руб. Наличие
NCP51705MNTXG
NCP51705MNTXG
On Semiconductor
Арт.: 3425066 ИНФО PDF RD
Поиск
предложений
Специализированный драйвер SiC-транзисторов, обладающий высокой степенью гибкости и широким набором встроенных функций, что делает его полностью совместимым с любыми SiC-транзисторами, присутствующими на рынке.
NCP51705MNTXG
-
Поиск
предложений

Сравнение позиций

  • ()