SiC

Управление SiC-транзисторами. Часть 1

Данный цикл статей является переводом руководства "TND6237/D. SiC MOSFETs: Gate Drive Optimization от компании ON Semiconductor". Первая часть цикла посвящена рассмотрению основных характеристик карбида кремния, а также анализу статических и динамических характеристик SiC-транзисторов
9474
В избранное

Использование карбид-кремниевых МОП-транзисторов (SiC-транзисторов) в высоковольтных импульсных приложениях дает целый ряд важных преимуществ по сравнению с использованием традиционных кремниевых МОП-транзисторов (MOSFET) и БТИЗ (IGBT). Коммутация высоковольтных шин с напряжением более 1000 В и с частотой в несколько сотен кГц является нетривиальной задачей, которая лежит за пределами возможностей даже самых лучших кремниевых МОП-транзисторов. Для таких приложений могут быть использованы кремниевые БТИЗ, но из-за токовых хвостов и медленных выключений их рабочая частота оказывается достаточно низкой. В результате кремниевые МОП-транзисторы остаются предпочтительным вариантом для систем с низким рабочим напряжением и высокой частотой коммутаций, в то время как БТИЗ лучше подходят для высоковольтных и низкочастотных приложений с большими рабочими токами. SiC-транзисторы обладают высоким рабочим напряжением, высокой частотой переключений и низким уровнем потерь. Эти управляемые напряжением полевые транзисторы обеспечивают коммутацию высоких напряжений на уровне IGBT с частотой переключений, превышающей частоту кремниевых MOSFET.

SiC-транзисторы предъявляют особые требования к драйверам затвора. Как правило, для обеспечения низкого сопротивления канала транзистора в открытом состоянии необходим драйвер, способный формировать управляющее напряжение 20 В. По сравнению с кремниевыми аналогами SiC-транзисторы демонстрируют меньшую крутизну передаточной характеристики, более высокое внутреннее сопротивление затвора, а их пороговое напряжение может быть менее 2 В. В результате для надежного запирания такого транзистора на его затвор необходимо подавать отрицательное напряжение (обычно -5 В). Тщательное проектирование и оптимизация схемы управления затвором оказывает прямое влияние на надежность и общую эффективность работы транзистора.

В данном руководстве рассматриваются характеристики SiC-транзисторов, описываются основные требования к драйверу затвора, позволяющие обеспечить максимальную эффективность коммутаций. Кроме того, в руководстве обсуждаются некоторые вопросы системного уровня, такие как особенности процесса запуска, защита от сбоев и коммутация в установившемся состоянии.

Введение

Карбид кремния (SiC) является одним из представителей полупроводниковых материалов, обладающих широкой запрещенной зоной (wide bandgap, WBG) и используемых для изготовления дискретных силовых компонентов. Как показано в таблице 1, обычные кремниевые МОП-транзисторы имеют ширину запрещенной зоны 1,12 эВ, в то время как ширина запрещенной зоны для SiC-транзисторов составляет 3,26 эВ.

Таблица 1. Свойства полупроводниковых материалов

Параметр

Si

4H−SiC

GaN

Ширина запрещенной зоны, эВ

1,12

3,26

3,5

Подвижность электронов, см2/В·с

1400

900

1250

Подвижность дырок, см2/В·с

600

100

200

Электрическая прочность, МВ/см

0,3

3

3

Теплопроводность, Вт/см·С

1,5

4,9

1,3

Предельная температура перехода, °C

150

600

400

Большая ширина запрещенной зоны, характерная для карбида кремния и нитрида галлия (GaN), приводит к тому, что для перемещения электронов из валентной зоны в зону проводимости потребуется примерно в 3 раза больше энергии, чем в случае с кремнием. В результате такие материалы ведут себя скорее как диэлектрики, а не как проводники. В то же время, широкозонные полупроводники способны выдерживать намного более высокие напряжения пробоя, так как для них электрическая прочность оказывается в 10 раз выше, чем у кремния. Увеличение электрической прочности позволяет уменьшить толщину кристалла при сохранении того же рейтинга напряжения, что приводит к снижению сопротивления и увеличению нагрузочной способности.

Подвижность носителей в SiC и GaN оказывается сопоставимой с подвижностью носителей в кремнии, что определяет отличные высокочастотные характеристики этих материалов. Однако важнейшим преимуществом SiC является его теплопроводность, которая более чем в 3 раза превышает аналогичный показатель для кремния и нитрида галлия. Высокая теплопроводность приводит к снижению перегрева при том же уровне рассеиваемой мощности. Гарантированная максимальная рабочая температура для присутствующих на рынке SiC-транзисторов составляет 150 °C <TJ <200 °C. При этом температура перехода для SiC-транзисторов теоретически может достигать 600 °C, но в настоящее время она ограничивается возможностями существующих корпусных исполнений. Перечисленные преимущества делают SiC-транзисторы превосходным выбором для импульсных приложений с высоким напряжением, высокой скоростью коммутаций, высоким током и высокой рабочей температурой.

На рынке представлены SiC-транзисторы с рабочими напряжениями в диапазоне 650 В <BVDSS <1,7 кВ, при этом наибольший интерес представляют модели с рейтингом напряжения 1,2 кВ и выше. В диапазоне до 650 В традиционные кремниевые и нитрид-галлиевые транзисторы превосходят SiC-ключи. Тем не менее, одной из причин использования низковольтных SiC-транзисторов могут стать их великолепные тепловые характеристики.

Хотя процесс коммутации SiC-транзисторов практически идентичен процессу коммутации традиционных кремниевых ключей, тем не менее, из-за некоторых своих особенностей они предъявляют некоторые специфичные требования к драйверам затворов. 

Параметры и характеристики SiC-транзисторов

Крутизна передаточной характеристики

Кремниевые МОП-транзисторы, используемые в импульсных источниках питания, очень быстро переходят из непроводящего состояния в область насыщения и обратно. Область непроводящего состояния определяется пороговым напряжением VTH. Если напряжение затвор-исток VGS меньше, чем VTH, то силовой транзистор оказывается выключенным. При этом сопротивление сток-исток RDS имеет очень высокое значение, и ток через транзистор не протекает ID = 0 А. Область насыщения характеризуется полным открыванием транзистора. В этой области напряжение затвор-исток VGS превышает VTH, сопротивление открытого канала RDS(ON) и стремится к минимальному значению, ток ID оказывается максимально возможным. Как показано на рис. 1 (красный график), для кремниевого транзистора переход между линейной (омической) областью и областью насыщения является очень резким и четким, это связано со стремительным снижением сопротивления транзистора после того, как напряжение VGS превышает VTH. Крутизна передаточной характеристики (gm) определяется как отношение изменения тока стока к изменению напряжения затвора. В свою очередь крутизна определяет выходное и входное усиление транзистора, которое задает наклон выходной характеристики для любых значений VGS.

$$g_{m}=\frac{\Delta I_{d}}{\Delta V_{GS}}\qquad{\mathrm{(}}{1}{\mathrm{)}}$$

Выходная характеристика SiC-транзистора

Рис. 1. Выходная характеристика SiC-транзистора

Выходная характеристика кремниевого транзистора резко возрастает в линейной области (высокая скорость изменения тока ID) и почти не изменяется в области насыщения при VGS > VTH. В режиме насыщения ток стока ID остается практически постоянным при фиксированном значении VGS. Таким образом, кремниевый МОП-транзистор в области насыщения ведет себя как неидеальный источник тока. В то же время, из рис. 1 видно, что на выходной характеристике SiC-транзисторов отсутствует резкий переход между линейной областью и областью насыщения. По сути, у SiC-транзисторов не существует определенной «области насыщения», и с этой точки зрения они ведут себя скорее как переменные сопротивления, чем как источники тока. В отличие от кремниевых МОП-ключей, у SiC-транзисторов небольшие изменения напряжения затвор-исток VGS не приводят к резким изменениям тока стока ID. По этой причине SiC-транзисторы считаются устройствами с низким коэффициентом усиления (то есть, имеют небольшую крутизну gm).

$$ID=g_{m}\times \left(V_{gs}-V_{TH} \right)\qquad{\mathrm{(}}{2}{\mathrm{)}}$$

Единственный способ компенсировать низкое усиление и обеспечить значительный рост ID заключается в использовании высоких значений VGS. Величина VGS оказывает большое влияние на сопротивление RDS. Чтобы дополнительно проиллюстрировать этот момент, рассмотрим две рабочие точки, обозначенные на рис. 1 буквами A и B.

$$R_{DS(A)}=\frac{8.75\:В}{20\:А}=438\: мОм,\:(V_{GS}=12\:В)\qquad{\mathrm{(}}{3}{\mathrm{)}}$$

$$R_{DS(B)}=\frac{3.75\:В}{20\:А}=188\: мОм,\:(V_{GS}=20\:В)\qquad{\mathrm{(}}{4}{\mathrm{)}}$$

Из графика видно, что заданное значение тока стока ID = 20 А, можно достичь при VDS = 8,75 В и VGS = 12 В. То же значение тока можно достичь при VDS = 3,75 В, если увеличить VGS до 20 В. Сравнение результатов уравнений (3) и (4) показывает, что сопротивление и, следовательно, потери в проводимости будут 2,3 раза выше при VGS = 12 В.

Таким образом, SiC-транзисторы обеспечивают максимальную эффективность при использовании напряжений затвор-исток из диапазона 18 В < VGS <20 В, а для некоторых моделей силовых ключей напряжение на затворе достигает 25 В. Работа с низкими напряжениями затвор-исток может привести к перегреву SiC-транзистора и к катастрофическому отказу из-за высокого сопротивления RDS. Эта особенность оказывает большое влияние на динамические характеристики карбид-кремниевых транзисторов и ее необходимо учитывать при проектировании драйверов затворов. Кроме того, при проектировании драйверов затворов важно учитывать и другие характеристики SiC-транзисторов, в частности сопротивление, наличие эффекта Миллера и необходимость защиты от перегрузки по току (DESAT).

Сопротивление в открытом состоянии

Как уже было сказано выше, карбид кремния является широкозонным полупроводниковым материалом. Поэтому при одинаковом рейтинге напряжения удельное сопротивление на единицу площади для SiC-транзисторов оказывается меньше, чем у кремниевых. Сопротивление МОП-транзистора RDS складывается из нескольких составляющих, зависящих от VGS. Наиболее значимыми из них являются сопротивление канала (RCH), сопротивление JFET (RJ) и сопротивление области дрейфа (RDRIFT). RCH имеет отрицательный температурный коэффициент (NTC) и вносит основной вклад в полное сопротивление RDS при низких напряжениях VGS. И наоборот, RJ и RDRIFT имеют положительный температурный коэффициент (PTC) и доминируют при более высоких напряжениях VGS. Для VGS> 18 В сопротивление открытого канала характеризуется положительным температурным коэффициентом. Однако при более низких значениях VGS температурная зависимость сопротивления имеет параболический вид, как показано на рис. 2. В частности, при VGS = 14 В основной вклад в общее сопротивление вносит RCH, поэтому RDS имеет отрицательную температурную зависимость и уменьшается с ростом температуры. Эта особенность SiC-транзисторов напрямую связана с низким gm. Для кремниевых МОП-транзисторов, при VGS> VTH, сопротивление открытого канала RDS всегда имеет положительный температурный коэффициент.

Температурная зависимость сопротивления открытого канала для SiC-транзисторов

Рис. 2. Температурная зависимость сопротивления открытого канала для SiC-транзисторов

Положительный температурный коэффициент имеет большое значение для балансировки токов при параллельном включении нескольких транзисторов. Такое включение используется в мощных приложениях с высокими рабочими токами. Если в процессе работы температура одного из транзисторов возрастает, то его сопротивление открытого канала RDS также возрастает из-за положительной обратной связи. Рост сопротивления приведет к перераспределению тока между параллельными транзисторами и автоматической балансировки плеч. Если два или более SiC-транзисторов работают параллельно с низкими управляющими напряжениями VGS, тогда перегрев одного из транзисторов может привести к катастрофическим последствиям из-за отрицательного температурного коэффициента. Поэтому параллельная работа SiC-транзисторов рекомендуется только при высоких значениях VGS, при которых исключается отрицательная связь по температуре (обычно VGS > 18 В).

Сопротивление затвора

Сопротивление затвора RGI оказывается обратнопропорциональным размеру кристалла при фиксированном напряжении пробоя. Поскольку кристалл SiC-транзистора намного меньше по сравнению с кристаллом кремниевого транзистора, то сопротивление затвора для SiC-транзистора будет выше. Реальная выгода от уменьшения кристалла SiC-транзистора состоит в получении более низкой входной емкости CISS, которая в свою очередь определяет низкий заряд затвора QG. В таблице 2 приведено сравнение параметров двух SiC-транзисторов от разных производителей (SiC_1 и SiC_2) и двух лучших в своем классе кремниевых SJ FET на 900 В и 650 В (Si_1 и Si_2).

Таблица 2. Характеристики полупроводниковых МОП-транзисторов

Параметр

SiC_1

SiC_2

Si_1 SJ FET

Si_2 SJ FET

BVDSS, В

1200

1200

900

650

ID, А

19

22

36

15

RDS, мОм

160

160

120

130

QG, нКл

34

62

270

35

QGD, нКл

14

20

115

11

CISS, пФ

525

1200

6800

1670

COSS, пФ

47

45

330

26

VGS, В

−5 to 20

−6 to 22

±20

±20

VGS(TH), В

2,5

2,8

3

3,5

RGI, Ом

6,5

13,7

0,9

1

RGIxCISS, нс

221

850

243

35

С точки зрения управления затвором интересно сравнивать постоянные времени RGI x CISS. Транзистор Si_2 обладает самой низкой постоянной времени 35 нс, но он также характеризуется наименьшим током и самым низким рейтингом напряжения. В то же время транзистор SiC_1 имеет близкие характеристики, но отличается меньшим значением CISS и почти вдвое большим рейтингом напряжения 1200 В. Рейтинг напряжения транзистора Si_1 близок к показателям SiC. Несмотря на то, что внутреннее сопротивление затвора SiC_1 в 7 раз выше, чему Si_1, однако из-за низкого QG постоянные времени для этих силовых ключей оказываются примерно равными.

Внутреннее сопротивление затвора ограничивает ток, который перезаряжает входную емкость CISS. Схема управления затвором SiC-транзистора должна обеспечивать чрезвычайно низкий собственный импеданс, чтобы драйвер не ограничивал быстродействие силового транзистора. Чем ниже собственное сопротивление драйвера, тем больше свободы остается у разработчика при поиске оптимального сопротивления внешнего резистора в цепи затвора для достижения требуемого соотношения между VDS и dV/dt.

Заряд затвора

Для эффективной работы силового транзистора необходимо, чтобы после подачи управляющего напряжения VGS напряжение на затворе как можно быстрее увеличилось с VGS(MIN) (VEE) до VGS (MAX) (VDD). Поскольку внутренние емкости МОП-транзистора являются нелинейными, то график зависимости VGS от заряда затвора (QG) помогает определить, какой заряд необходимо передать затвору для достижения требуемого значения VGS. Типовой вид такой зависимости для SiC-транзистора показан на рис. 3.

Типовая зависимость VGS от заряда затвора (QG) для SiC-транзистора

Рис. 3. Типовая зависимость VGS от заряда затвора (QG) для SiC-транзистора

Интересно, что в отличие от кремниевых МОП-транзисторов, плато Миллера (эффект Миллера) для SiC-транзисторов начинается при более высоких значениях VGS и не является плоским. Это еще одно следствие, обусловленное низким значением gm, характерным для SiC-транзисторов. Также следует отметить, что разряд внутренних емкостей QG = 0 нКл не достигается при VGS = 0 В. Чтобы полностью разрядить затвор SiC-транзистора, напряжение VGS должно быть отрицательным (в данном случае - 5 В). Вторая причина, по которой необходимо использовать отрицательное запирающее напряжение, заключается в низком пороговом напряжении VTH, которое в худшем случае может составлять всего 1 В. Если работать только с положительным диапазоном управляющих напряжений 0…VDD, то при VTH ~ 1 В уровень защиты схемы от ложных включений при воздействии шумов оказывается минимальным. В результате почти все SiC-транзисторы требуют отрицательного запирающего напряжения -5 В < VGS(MIN) <-2 В, а некоторые производители определяют запирающего напряжения вплоть до -10 В.

DESAT: защита от выхода из насыщения

Защита DESAT необходима для обнаружения перегрузок по току и своевременного отключения IGBT. Если в течение интервала включения IGBT больше не может находиться в состоянии насыщения, то напряжение коллектор-эмиттер начнет расти, при том, что ток коллектора останется без изменения. Очевидно, что это отрицательно скажется на эффективности, а в худшем случае приведет к катастрофическому отказу транзистора. Такое явление может возникать по различным причинам, например, из-за недостатка тока базы, вызванного разбросом коэффициента усиления или температурными эффектами, а также при появлении короткого замыкания или перегрузки. Цель так называемой функции «DESAT» состоит в том, чтобы контролировать напряжение коллектор-эмиттер IGBT и обнаруживать подобные аварийные ситуации.

Схожие аварийные ситуации возникают и при работе с SiС-транзисторами: напряжение VDS может возрасти, при сохранении максимального тока ID. Эта нежелательная ситуация происходит по разным причинам: при использовании слишком низкого управляющего напряжения VGS, из-за недостаточно быстрой работы драйвера, а также при наличии короткого замыкания или перегрузки на выходе транзистора. В таких случаях RDS может начать увеличиваться при сохранении высокого тока и медленного роста VDS.

Поскольку SiC-транзисторы не имеют четко выраженной области насыщения, то они не ведут себя как источники тока. Это создает проблемы, поскольку большинство схем защиты от перегрузки по току ориентируются на поведение традиционных МОП-транзисторов, которые в области насыщения могут быть промоделированы как источники постоянного тока. Когда SiC-транзистор выходит из насыщения, VDS изменяется очень медленно, в то время как ток стока продолжает течь через увеличивающееся сопротивление. В такой ситуации к моменту срабатывания системы защиты ток стока может в 10-20 раз превысить максимально допустимое значение. При работе высокочастотного силового преобразователя успеет пройти множество циклов коммутаций, пока не будет распознана аварийная ситуация. Следовательно, DESAT является важной защитной функцией, которая должна быть неотъемлемой частью схемы управления затвором.

Динамические характеристики SiC-транзисторов

Включение

Процесс переключения SiC-транзисторов MOSFET очень похож на коммутацию кремниевых МОП-транзисторов. Различие состоит в том, что управляющее напряжение затвор-исток при включении карбид-кремниевых ключей составляет 20 В (типовое значение), а при выключении используется отрицательное запирающее напряжение затвор-исток.

При включении SiC-транзистора требуется обеспечить большой пиковый ток, способный максимально быстро зарядить входную емкость затвора и тем самым минимизировать динамические потери. Оценим требуемую величину тока в цепи затвора. Для этого предположим, что длительность переходного процесса t не должна превышать 10 нс, полный размах напряжения затвор-исток составляет 30 В, а емкость CISS = CGS + CGD = 1000 пФ. Тогда, в соответствии с уравнением 5, получим величину тока ID = 3 А:

$$I_{G(SRC)}=\frac{\left( C_{GS}+C_{GS}\right)\times \Delta V_{GS}}{\Delta t}=\frac{\left(1000\:пФ\right)\times 30\:В}{10\:нс}=3\:А\qquad{\mathrm{(}}{5}{\mathrm{)}}$$

Процесс коммутации SiC-транзистора можно разделить на четыре стадии, как показано на рис. 5. Временные диаграммы, представленные на рис. 5 и рис. 7, относятся к случаю идеального переключения, в котором выбросы напряжения, вызванные коммутацией индуктивной нагрузки, полностью отсутствуют. Такое поведение характерно для импульсных источников питания.

Распределение токов при включении SiC-транзистора

Рис. 4. Распределение токов при включении SiC-транзистора

Последовательность включения SiC-транзистора

Рис. 5. Последовательность включения SiC-транзистора

t0 → t1: интервал, на котором напряжение VGS увеличивается от VEE до VTH. Драйвер выдает повышенный ток IG, необходимый для заряда входной емкости затвора. Этот ток главным образом обеспечивается зарядом, накопленным в развязывающем конденсаторе CVDD. Данный временной интервал часто называют «задержкой включения», так как до тех пор, пока VGS не превысит пороговое напряжение VTH, ток стока ID и напряжение сток-исток VDS практически не изменяются. Большая часть входного тока затвора используется для зарядки CGS и CGD. Обратите внимание на эквивалентную схему, представленную на рис. 4. Выходной ток драйвера протекает через три сопротивления: RHI, RGATE и RGI. RHI – собственное эквивалентное внутреннее сопротивление драйвера, RGATE – сопротивление в цепи затвора, которое включает сопротивление токоограничивающего резистора и паразитное сопротивление проводников, RGI – сопротивление затвора SiC-транзистора. RHI и RGATE имеют величину порядка нескольких Ом, в то время как сопротивление затвора может достигать 10 Ом, что на порядок выше, чем у высоковольтных кремниевых МОП-транзисторов. Эти сопротивления совместно с емкостью затвора определяют постоянную времени RC, ограничивающую скорость нарастания напряжения на затворе. По этой причине, для достижения требуемой скорости включения необходимо обеспечить высокий пиковый ток затвора.

t1 → t2: интервал, на котором напряжение VGS возрастает от VTH до значения, при котором начинает проявляться эффект Миллера (граница плато Миллера). Ток ID начинает увеличиваться, однако сопротивление RCH остается большим и существенно превышает RJ + RDRIFT. VDS поддерживается на максимальном уровне, так как ток ID имеет очень низкое значение и встроенный диод SiC не находится в состоянии глубокого обратного смещения. Как отмечалось выше, при работе с SiC-транзисторами не рекомендуется использовать управляющие напряжения затвор-исток VGS менее 13 В из-за высокого риска быстрого лавинообразного разогрева. Таким образом, очень важно, чтобы драйвер затвора обеспечивал максимально быстрый переход напряжения VGS от VTH к VGS> 13 В. Длительность перехода VTH <VGS <13 В не должна превышать нескольких нс, чтобы минимизировать огромные динамические потери ID2xRDS.

t2 → t3: VGS находится на плато Миллера. Для SiC-транзисторов это соответствует напряжению около 8 В. В течение этого интервала полный ток нагрузки протекает через RDS, а напряжение сток-исток уменьшается. Сопротивление канала RCH продолжает снижаться, но по-прежнему вносит основной вклад в RDS. Несмотря на то, что через транзистор протекает полный ток нагрузки, сопротивление RDS остается достаточно высоким из-за низкого значения VGS. Следовательно, крайне важно, чтобы транзистор проходил через этот этап переходного процесса как можно быстрее. Поскольку длительность этого этапа определяется величиной тока IG, то амплитуда тока именно в области плато Миллера (~ 1/2 VDD) оказывается гораздо более важным показателем, чем абсолютное пиковое значение тока, которое может обеспечить драйвер и которое обычно приводят в документации.

t3 → t4: напряжение VGS выходит за границу плато Миллера (VGS(MP)). Напряжение VDS падает до значения ID x RDS. Когда VGS увеличивается от 8 В до 20 В, сопротивление канала RCH продолжает снижаться, при этом основной вклад в полное сопротивление RDS начинают вносить RJ + RDRIFT, что приводит к пропорциональному уменьшению VDS. Большинство SiC-транзисторов полностью открываются, при VGS> 16 В, но в конечном итоге чем выше VGS, тем меньше будет сопротивление канала RDS. За оставшуюся часть переходного процесса ток затвора IG полностью заряжает CGD и CGS.

Выключение

Процесс выключения SiC-транзистора, по сути, повторяет процесс включения, описанный выше, но в обратном порядке. Роль драйвера затвора по-прежнему состоит в том, чтобы обеспечить протекание большого импульсного тока для быстрого перезаряда емкостей CGD и CGS. Кроме того, полное сопротивление в цепи затвора во время выключения должно быть как можно ниже для того, чтобы гарантировать минимальное напряжение затвор-исток и исключить ложное включение транзистора. Это достаточно сложная задача, так как пороговое напряжение VTH для SiC-транзисторов имеет очень низкое значение. В результате, от драйвера требуется, чтобы он не только формировал отрицательные запирающие напряжения VGS, но и обеспечивал очень высокий разрядный ток. Контур протекания тока в цепи затвора показан на рис. 6.

Ток затвора в процессе выключения SiC-транзистора

Рис. 6. Ток затвора в процессе выключения SiC-транзистора

Последовательность выключения SiC-транзистора

Рис. 7. Последовательность выключения SiC-транзистора

t0 → t1: VGS уменьшается от VDD до границы плато Миллера (VGS(MP)). Ток, вытекающий из затвора, IG(SINK) главным образом обеспечивается зарядом, накопленным в CGD и CGS. Конденсатор CVDD перезаряжается от источника питания VDD. Ток стока Iостается неизменным. Поскольку VGS уменьшается, сопротивление канала увеличивается, вызывая небольшой рост VDS на величину ID x RDS. Этот рост VDS оказывается малозаметным, его можно обнаружить только в конце данного временного интервала.

t1 → t2: в течение этого временного интервала ток затвора поддерживается преимущественно за счет тока, протекающего через CGD, поскольку емкость CGS находится под напряжением VGS, которое слабо изменяется из-за эффекта Миллера. Напряжение VDS увеличивается от ID x RDS до напряжения шины питания, где ограничивается встроенным диодом. Ток стока ID остается неизменным по сравнению с предыдущим интервалом. RDS увеличивается. Интервал t1 → t2 представляет наибольший интерес для разработчиков, поскольку драйвер должен обеспечить максимально быстрый проход транзистора через плато Миллера.

t2 → t3: VGS продолжает уменьшаться от VGS(MP) до VTH, поэтому в течение этого интервала ток ID снижается почти до нуля. Напряжение VDS достигает напряжения шины питания. Это означает, что конденсатор CGD полностью заряжен. В результате большая часть тока затвора протекает через емкость CGS.

t3 → t4: ID и VDS остаются без изменений. В течение последнего интервала входные емкости SiC-транзистора не разряжаются полностью, даже при VGS = 0 В. Для полной разрядки CISS и надежного выключения транзистора, напряжение VGS должно принять отрицательное значение. Крайне важно, чтобы схема управления затвором обеспечивала минимально возможный импеданс в цепи затвором. Это особенно критично для высоковольтных полумостовых топологий, в которых напряжение средней точки подтягивается к шине питания из-за высокого значения dV/ dt при включении транзистора верхнего плеча. Низкое полное сопротивление очень важно для предотвращения случайных включений, вызванных dV/ dt.

Таким образом, процессы включения и выключения для SiC-транзисторов состоят из четырех временных интервалов. Динамические сигналы, показанные на рис. 5 и рис. 7, относятся к случаю идеального переключения. На самом деле паразитные параметры корпуса, например, индуктивность выводов и проводов, паразитные емкости и паразитные составляющие печатных плат, могут оказывать сильное влияние на форму и поведение сигналов. Ответственный выбор компонентов, грамотная трассировка печатных плат и правильное проектирование схемы управления затвором – все это имеет большое значение для обеспечения высокой эффективности SiC-транзисторов, используемых в мощных импульсных приложениях.

Источник: https://www.onsemi.com

Производитель: CREE POWER
Наименование
Производитель
Описание Корпус/
Изображение
Цена, руб. Наличие
CMF10120D
CMF10120D
CREE POWER
Арт.: 703879 ИНФО PDF OBS
Поиск
предложений
MOSFET, SIC, N CH, 1200V, 24A, TO247
CMF10120D
-
Поиск
предложений
C3M0065090D
C3M0065090D
CREE POWER
Арт.: 1931237 ИНФО PDF
Поиск
предложений
MOSFET G3 SiC MOSFET 900V, 65mOhm
C3M0065090D
-
Поиск
предложений
C3M0065090J
C3M0065090J
CREE POWER
Арт.: 1931239 ИНФО PDF RND
Поиск
предложений
MOSFET G3 SiC MOSFET 900V, 65mOhm
C3M0065090J
-
Поиск
предложений
C3M0120100K
C3M0120100K
CREE POWER
Арт.: 2264064 ИНФО PDF RND
Поиск
предложений
MOSFET 1000V 120mOhm G3 SiC MOSFET TO-247-4
C3M0120100K
-
Поиск
предложений
C3M0120100J
C3M0120100J
CREE POWER
Арт.: 2302101 ИНФО PDF RND
Поиск
предложений
MOSFET 1000V 120mOhm G3 SiC MOSFET TO-263-7
C3M0120100J
-
Поиск
предложений
C3M0075120D
CREE POWER
Арт.: 3212999 ИНФО PDF RND
Поиск
предложений
MOSFET, 1.2KV, 30A, 150DEG C, 113.6W
C3M0075120D
-
Поиск
предложений
Производитель: Infineon Technologies Ag (Siemens Semiconductors)
Наименование
Производитель
Описание Корпус/
Изображение
Цена, руб. Наличие
FF23MR12W1M1B11BOMA1
FF23MR12W1M1B11BOMA1
Infineon Technologies Ag (Siemens Semiconductors)
Арт.: 2304388 ИНФО PDF RND
Поиск
предложений
MOSFET 2 N-CH 1200V 50A MODULE
FF23MR12W1M1B11BOMA1
-
Поиск
предложений
DF23MR12W1M1B11BPSA1
DF23MR12W1M1B11BPSA1
Infineon Technologies Ag (Siemens Semiconductors)
Арт.: 3038770 ИНФО PDF
Поиск
предложений
MOSFET MOD 1200V 25A
DF23MR12W1M1B11BPSA1
-
Поиск
предложений
FS45MR12W1M1B11BOMA1
FS45MR12W1M1B11BOMA1
Infineon Technologies Ag (Siemens Semiconductors)
Арт.: 3038786 ИНФО PDF
Поиск
предложений
MOSFET MODULE 1200V 50A
FS45MR12W1M1B11BOMA1
-
Поиск
предложений
FF8MR12W2M1B11BOMA1
FF8MR12W2M1B11BOMA1
Infineon Technologies Ag (Siemens Semiconductors)
Арт.: 3154527 ИНФО PDF
Поиск
предложений
MOSFET MODULE 1200V 150A
FF8MR12W2M1B11BOMA1
-
Поиск
предложений
Производитель: Power Integrations Inc.
Наименование
Производитель
Описание Корпус/
Изображение
Цена, руб. Наличие
SIC1182K
SIC1182K
Power Integrations Inc.
Арт.: 3419656 ИНФО PDF DT
Поиск
предложений
Up to 8 A Single Channel SiC MOSFET Gate Driver Providing Advanced Active Clamping and Reinforced Isolation Up to 1200 V. Package - K: eSOP-R16B.
SIC1182K
-
Поиск
предложений
Производитель: On Semiconductor
Наименование
Производитель
Описание Корпус/
Изображение
Цена, руб. Наличие
NVBG020N090SC1
NVBG020N090SC1
On Semiconductor
Арт.: 3483551 ИНФО PDF
Поиск
предложений
Silicon Carbide MOSFET, N?Channel, 900V, 20 m?, D2PAK?7L
NVBG020N090SC1
-
Поиск
предложений
NVHL020N090SC1
NVHL020N090SC1
On Semiconductor
Арт.: 3483552 ИНФО PDF
Поиск
предложений
Silicon Carbide MOSFET, N?Channel, 900 V, 20 m?, TO247?3L
NVHL020N090SC1
-
Поиск
предложений
NVHL020N120SC1
NVHL020N120SC1
On Semiconductor
Арт.: 3483556 ИНФО PDF
Поиск
предложений
Silicon Carbide MOSFET, N?Channel, 1200 V, 20 m?, TO247?3L
NVHL020N120SC1
-
Поиск
предложений

Сравнение позиций

  • ()