LLC

Руководство по электромагнитной совместимости в DC-DC-преобразователях. Часть 8

Статья является восьмой и заключительной в цикле публикаций, посвященных вопросам электромагнитной совместимости в промышленных и автомобильных DC/DC-преобразователях. В статье рассматриваются методы борьбы с синфазными помехами в изолированных DC/DC-преобразователях
708
В избранное

Статья является восьмой и заключительной в цикле публикаций, посвященных вопросам электромагнитной совместимости в промышленных и автомобильных DC/DC-преобразователях. В статье рассматриваются методы борьбы с синфазными помехами в изолированных DC/DC-преобразователях. См. предыдущие главы

Требования к рабочим характеристикам высокочастотных трансформаторов для изолированных импульсных DC/DC-преобразователей в последнее время стали более жесткими, особенно в отношении электромагнитных помех. В предыдущей части данного цикла [1–7] были рассмотрены основные источники и пути распространения синфазных шумов в изолированных обратноходовых преобразователях.

Высокочастотные коммутации с высокой скоростью dv/dt являются основным источником синфазных помех, а распределенная паразитная межобмоточная емкость трансформатора становится наиболее критичным каналом для их распространения. Используя простую и удобную двухконденсаторную модель трансформатора, предложенную в предыдущей статье, можно построить эквивалентную шумовую схему изолированного DC/DC-преобразователя, позволяющую оценить синфазные токи смещения. Удобство такой модели заключается в том, что для получения сосредоточенных значений распределенных паразитных емкостей и определения характеристик шума трансформатора понадобится только измеритель импеданса, генератор и осциллограф.

В восьмой и заключительной части данного цикла рассматриваются способы борьбы с синфазными помехами в изолированных импульсных DC/DC-преобразователях. Преобразователи, работающие при высоком входном напряжении, например, полномостовые регуляторы со сдвигом фазы [8] и резонансные LLC-преобразователи [9], применяемые в таких приложениях как бортовые зарядные устройства электромобилей, системы питания центров обработки данных и источники питания радиочастотных усилителей, могут генерировать значительные синфазные токи. Уровень шума оказывается еще выше при использовании нитрид-галлиевых силовых транзисторов (GaN), поскольку они обеспечивают более высокую скорость переключений dv/dt по сравнению с кремниевыми аналогами.

Существует множество способов уменьшения синфазных шумов в изолированных преобразователях, в том числе, использование симметричных схем, подключение конденсатора между землей первичной и вторичной стороны, экранирование, добавление балансировочных конденсаторов, оптимизация конструкции обмоток трансформатора и использование компенсирующей вспомогательной обмотки. В данной статье рассматриваются перечисленные методы борьбы с синфазными помехами на примере традиционного обратноходового DC/DC-преобразователя.

Симметричные схемы

Один из способов борьбы с синфазными помехами заключается в использовании симметричной схемы силового контура, которая будет иметь комплементарный электрический потенциал относительно земли. Если соответствующие паразитные емкости симметричных узлов коммутации равны, то генерируемые синфазные токи смещения будут компенсировать друг друга.

На рис. 1а показана схема симметричного прямоходового изолированного DC/DC-преобразователя, использующего два силовых ключа. Примером реализации такого решения является микросхема интегрального DC/DC-преобразователя LM5015 от Texas Instruments [10,11]. На рис. 1b представлена еще одна симметричная схема – обратноходовой преобразователь с разделенными обмотками. Оба преобразователя имеют симметричные схемы первичной стороны. Сигналы напряжения коммутирующих узлов (SW1 и SW2) находятся в противофазе и создают синфазные токи противоположной полярности и, таким образом, уменьшают общий синфазный шум.

Симметричные топологии DC/DC-преобразователей c симметричной структурой силового контура первичной стороны. Противофазные сигналы напряжения коммутирующих узлов уменьшают общий синфазный шум

Рис. 1. Симметричные топологии DC/DC-преобразователей c симметричной структурой силового контура первичной стороны. Противофазные сигналы напряжения коммутирующих узлов уменьшают общий синфазный шум. Прямоходовой преобразователь с двумя силовыми ключами (a); обратноходовой преобразователь с разделенными обмотками (b).

Прямоходовой преобразователь с двумя транзисторами, изображенный на рис. 1а, достаточно хорошо известен среди разработчиков, однако его шумовые показатели остаются недооцененными. Обратноходовой преобразователь с симметричным разделением первичной обмотки, изображенный на рис. 1b, также имеет симметричное разделение вторичной обмотки. Для достижения более низкой индуктивности рассеяния раздельные обмотки обычно наматываются с чередованием. Основным недостатком последней схемы является то, что она требует драйвера, формирующего плавающий сигнал управления затвором относительно потенциала узла коммутации SW2.

Аналогичные симметричные реализации с разделением первичной обмотки возможны для однотактных прямоходовых преобразователей и для резонансных LLC-преобразователей (рис. 2). К сожалению, у таких схем есть недостатки. Модифицированные симметричные схемы требуют дополнительных компонентов, в частности, для прямоходового преобразователя необходим драйвер с плавающим сигналом управления, а для резонансных LLC-преобразователей понадобится дополнительный транзистор. Кроме того, предложенные решения требуют высокой симметричности от обмоток трансформатора и помогают бороться только с синфазными шумами. В результате в большинстве случаев разработчики ищут альтернативные способы борьбы с синфазными помехами, применимые для традиционных изолированных топологий.

Симметричная конструкция первичной обмотки может использоваться в однотактных прямоходовых преобразователях (a) и в резонансных LLC-преобразователях (b).

Рис. 2. Симметричная конструкция первичной обмотки может использоваться в однотактных прямоходовых преобразователях (a) и в резонансных LLC-преобразователях (b).

Подключение конденсатора между землями первичной и вторичной стороны

В обычных AC/DC-преобразователях для борьбы с синфазными помехами используются фильтры с Y-конденсаторами. Эти конденсаторы подключаются между входными линиями (ноль и фаза) и заземлением. Однако в двухпроводных DC/DC-преобразователях нет линии заземления, а значит подключить Y-конденсаторы привычным способом не получится. В таких случаях используется подключение между землей первичной стороны (P-GND) и землей вторичной стороны (S-GND). Это позволяет шунтировать синфазные токи, то есть вернуть их со вторичной стороны обратно на первичную.

В предыдущей публикации уже говорилось о пользе шунтирующего конденсатора (см. конденсатор CZ на рис. 1) [7]. Номинальное напряжение конденсатора должно выбираться исходя из требуемого напряжения изоляции. Как правило, это 1 кВ и выше. Однако стоит понимать, что в случае пробоя, закороченный конденсатор нарушит гальваническую развязку. Кроме того, конденсатор может стать источником существенных токов утечки в том случае, если потенциал S-GND имеет существенное синфазное смещение относительно первичной стороны. При этом, если в схеме DC/DC-преобразователь подключен к AC/DC-выпрямителю, то конденсатор будет источником токов утечки, меняющихся с частотой сети. Такое поведение может быть неприемлемым как с точки зрения самого устройства, так и с точки зрения существующих стандартов [12-15].

Балансировка и устранение синфазных помех

Внутренняя или внешняя балансировка трансформатора помогает снизить синфазный шум, связанный с паразитными емкостями обмоток. Внутренняя балансировка подразумевает добавление экранирующих слоев, оптимизацию укладки обмоток или использование компенсационных обмоток [16-18]. Для внешней балансировки чаще всего используется дополнительный конденсатор, включенный между выбранными клеммами первичной и вторичной обмоток [12].

Экранирование

Экранирование направлено на то, чтобы минимизировать емкостную связь между первичной и вторичной обмотками трансформатора. Для этого используется экранирующий слой из проволоки или фольги, который уменьшает ток смещения, протекающий через паразитную емкость между обмотками.

В качестве примера на рис. 3а показан традиционный обратноходовой преобразователь с экранированным трансформатором. В данном случае экран выполнен из фольги, разделяющей слои первичной и вторичной обмоток. На рис. 3b изображен поперечный разрез трансформатора с вертикально ориентированными обмотками. Из рисунка видно, что первичная обмотка содержит два слоя, включенных последовательно (2 x 12T), вторичная обмотка представлена одним слоем (1 x 8T), оставшийся слой является экранирующим. Слои обозначены как P1, P2, SH1 и S1. На рисунке также изображены межслойные паразитные емкости.

Рис. 3. а) Обратноходовой преобразователь с экранированным трансформатором.

Рис. 3. а) Обратноходовой преобразователь с экранированным трансформатором. Экранирующая обмотка расположена между слоями первичной и вторичной обмоток и подключена к P-GND. b) Поперечный разрез трансформатора.

Единственный экранирующий слой SH1 расположен между слоем первичной обмотки P2 и слоем вторичной обмотки S1. Экран обычно электрически подключается к какому-либо «тихому» узлу на первичной стороне, например, к земле P-GND, как показано на рис. 3, или к положительному выводу входного конденсатора. В результате электрическая связь между слоями P2 и S1 блокируется, и ток смещения между P2 и S1 устраняется.

При наличии экрана ток ipsh будет шунтироваться обратно на землю P-GND вместо того, чтобы попадать на выход преобразователя, а оттуда возвращаться к общему заземлению. Как видно из рис. 3, между экранирующим слоем и вторичной обмоткой также присутствует паразитная емкость. Поскольку напряжение, индуцируемое в экране, не соответствует напряжению во вторичной обмотке (за исключением случая одновитковой вторичной обмотки), некоторый синфазный ток неизбежно будет протекать между экраном и вторичной обмоткой. Дополнительной балансировки синфазных токов можно добиться, если управлять потенциалом экрана с помощью вспомогательной обмотки, среднее напряжение которой соответствует среднему напряжению на вторичной обмотке [18].

Обратите внимание, что из-за наличия сердечника с высокой диэлектрической проницаемостью, между слоями P1 и S1 также существует емкостная связь. Таким образом, один экранирующий слой способен только ослабить синфазный шум, но не устранить его полностью. Кроме того, недостатком предложенного решения является то, что по мере увеличения числа экранирующих слоев расстояние между слоями первичной и вторичной обмоток увеличивается, следовательно, увеличивается и индуктивность рассеяния.

В общем случае экран из фольги должен быть как можно тоньше, чтобы минимизировать потери на вихревые токи. На высоких рабочих частотах потери в экране могут стать недопустимо большими. Кроме того, экран также увеличивает общую паразитную емкость, приведенную к узлу коммутации.

Балансировочный конденсатор. Емкость и подключение

На рис. 4а показана схема обратноходового преобразователя с трехобмоточным трансформатором (с первичной, вторичной и вспомогательной обмотками). NPS – отношение числа витков первичной и вторичной обмоток. NAUX – отношение числа витков первичной и вспомогательной обмоток. Вспомогательная обмотка гальванически связана с первичной стороной, поэтому далее емкостная связь между первичной и вспомогательной обмотками не рассматривается, так как токи смещения будут протекать исключительно на первичной стороне и не будут вносить вклад в общий уровень синфазного шума. С учетом рассуждений, приведенных в предыдущей публикации, для моделирования емкостных связей между первичной и вторичной, а также между вспомогательной и вторичной обмотками будет достаточно двух четырехконденсаторых эквивалентных схем замещения (рис. 4b).

Обратноходовой преобразователь со вспомогательной обмоткой трансформатора

Рис. 4. Обратноходовой преобразователь со вспомогательной обмоткой трансформатора (а), шумовая модель преобразователя с четырехконденсаторыми эквивалентными схемами замещения трансформатора (b) и эквивалентная двухконденсаторная шумовая схема (с).

На высоких частотах входной конденсатор эквивалентен короткому замыканию, поэтому в предложенной модели клемма A первичной обмотки замыкается на P-GND. В соответствии с алгоритмом, предложенным в предыдущей статье, переходим к двухконденсаторной схеме замещения трансформатора. Импеданс ZSE моделирует емкостную связь между S-GND и землей. В результате получаем окончательную шумовую модель, изображенную на рис. 4c.

Уравнение (1) определяет синфазное напряжение на эквиваленте сети (LISN). Очевидно, что уменьшение емкости CBD приводит к снижению шумового напряжения.

formula1.png (1 KB)

Уравнение (2) определяет теоретическое значение CBD. Методика практического измерения CBD подробно описана в части 7 данного цикла и выполняется с использованием уравнения (3):

formula2.png (2 KB)

formula3.png (723 b)Если в процессе измерений, с учетом уравнения 3, оказалось, что CBD имеет положительное значение, то увеличив отрицательные составляющие в уравнении (2), можно уменьшить CBD до нуля [13]. Для этого самым простым способом будет подключение балансировочного конденсатора параллельно с C3 между клеммами A и C первичной и вторичной обмоток трансформатора. Емкость этого внешнего балансировочного конденсатора определяется как CEXT = NPS * CBD.

Если же значение CBD меньше нуля (когда измеренные напряжения VAD и VAB не совпадают по фазе), то для достижения баланса необходимо подключить балансировочный конденсатор параллельно с C4 между клеммами B и D. Емкость балансировочного конденсатора должна быть равна полученной емкости CBD (с обратным знаком). Обратите внимание, что если напряжение VAD в уравнении 3 равно нулю, то емкость CBD также равна нулю. Это удобный тест для определения того, хорошо ли сбалансирован трансформатор.

Оптимизация обмоток трансформатора

Балансировки трансформатора можно добиться за счет оптимизации укладки обмоток. Согласно концепции парных слоев на первичной и вторичной сторонах имеются слои, которые имеют сходные значения dv/ dt, и, следовательно, их перекрытие не приводит к возникновению синфазных шумов [12-15]. Средние напряжения на обоих концах межобмоточных емкостей группируются по амплитуде и полярности, что позволяет минимизировать или свести до нуля синфазные токи.

Таким образом, оптимизация укладки обмоток заключается в том, чтобы соседние слои первичной и вторичной обмоток имели одинаковые распределения напряжений. Если предположить, что паразитные емкости между обмотками равномерно распределены между парными слоями, то на этих емкостях могут поддерживаться нулевые значение dv/ dt, а синфазные токи будут отсутствовать.

В качестве примера рассмотрим тот же обратноходовой преобразователь с трехобмоточным трансформатором (с первичной, вторичной и вспомогательной обмотками) (рис. 4а). Обычно чередование обмоток применяется для уменьшения индуктивности рассеяния, даже несмотря на увеличение паразитных межобмоточных емкостей. На рис. 5а показан поперечный разрез трансформатора с тремя последовательно соединенными слоями первичной обмотки (3x12T), двумя параллельно соединенными слоями вторичной обмотки (2x9T) и одним слоем вспомогательной обмотки (1x15T).

Поперечный разрез трансформатора (а) распределение напряжения по окну, с уложенными обмотками (b)

Рис. 5. Поперечный разрез трансформатора (а) распределение напряжения по окну, с уложенными обмотками (b)

На рис. 5b показано распределение напряжения в обмотках. Для достижения минимального синфазного шума соседние слои первичной и вторичной обмоток должны иметь наименьшую среднюю разницу напряжений. По этой причине на рис. 5a слои расположены в следующем порядке: S1-P1-S2-AUX-P2-P3.

При выбранном порядке следования и подключения слоев средняя разность напряжений между P1 и S1 или S2 оказывается минимальной. P1 подключается к VIN (тихий узел) и располагается рядом с двумя параллельно включенными слоями вторичной обмотки S1 и S2 (рис. 5a). Аналогично, обмотка AUX расположена рядом со слоем S2, поскольку разность напряжений между AUX и S2 меньше, чем между S2 и P2 или P3. И наоборот, при использовании последовательности намотки P1-S1-P2-S2-AUX-P3 синфазный шум будет значительно выше из-за большой разницы средних напряжений между парами слоев S1 и P2 и P2 и S2.

Разница напряжения между AUX и P2 не генерирует синфазного шума, поскольку обе обмотки находятся на первичной стороне. Таким образом, токи смещения, возникающие между ними, также остаются на первичной стороне и не влияют на уровень шума, измеряемого на эквиваленте сети (LISN).

Компенсирующая вспомогательная обмотка

Для подавления синфазного шума может использоваться дополнительная компенсирующая вспомогательная обмотка AdjAUX. На рис. 6а обмотка AdjAUX наматывается поверх слоя S1, чтобы уравновесить синфазный шум, который не полностью подавляется за счет оптимального расположения обмоток [13,14]. Один вывод AdjAUX подключается к P-GND, а другой остается неподключенным.

Подключение дополнительной компенсирующей вспомогательной обмотки (a), расположение обмоток (b) и распределение напряжения и тока (c)

Рис. 6. Подключение дополнительной компенсирующей вспомогательной обмотки (a), расположение обмоток (b) и распределение напряжения и тока (c)

Поскольку разность напряжений между AdjAUX и S1 отрицательна, то некоторый ток смещения протекает от S1 в AdjAUX и затем возвращается на первичную сторону. Этот ток компенсирует смещение, образованное током, протекающим из P1 в S1 и S2, а также из AUX в S2 (P1 и AUX имеют большее число витков на каждом слое, чем в S1 и S2). Как показано на рис. 6b, обмотка AdjAUX является внешней и наматывается поверх остальных обмоток трансформатора. Таким образом, у производителя есть возможность подстройки – изменения количества витков для обеспечения максимального подавления шума.

На рис. 6с намотка AdjAUX начинается с верхней части окна. Такое расположение выбрано не случайно. Дело в том, что с такой компоновкой разность напряжений между слоями AdjAUX и S1 является наибольшей, а значит, потребуется меньше витков для компенсации и подавления шума. Если обмотка AdjAUX расположена в нижней части окна, то потребуется больше витков.

Потери мощности на вихревые токи в AdjAUX отсутствуют, поскольку эта обмотка находится далеко от воздушного зазора и имеет нулевое магнитное поле. В результате потери на обмотке оказываются ниже, чем у обычных экранирующих слоев. А поскольку между слоями первичной и вторичной обмотки нет экранирующих слоев, то индуктивная связь между обмотками выше, что приводит к уменьшению индуктивности рассеяния [18]. Наконец, при использовании методики проверки балансировки трансформатора, описанной в части 7, слой обмотки AdjAUX может быть рассчитан без каких-либо внутрисхемных испытаний.

Заключение

Синфазный шум является одной из основных проблем при разработке высокочастотных изолированных DC/DC-преобразователей. Поскольку рабочие частоты импульсных преобразователей постоянно увеличиваются для достижения большей плотности мощности, то высокая скорость коммутаций dv/dt и связанные с ней синфазные помехи, передаваемые через емкостную связь между обмотками трансформатора, становятся наиболее критичными параметрами системы. Для подавления синфазных шумов используют симметричные схемы, экранирующие обмотки и балансные конденсаторы.

Кроме того, для снижения уровня синфазного шума оптимизируют расположение и подключение обмоток трансформатора. Наконец, вспомогательная компенсирующая обмотка, намотанная на внешней стороне трансформатора, обеспечивает баланс синфазных токов. Эти методы могут использоваться по отдельности или совместно для повышения эффективности подавления шума в случаях, когда это необходимо.

Предыдущие главы:

Литература

  1. “The Engineer’s Guide To EMI In DC-DC Converters (Part 1): Standards Requirements And Measurement Techniques” by Timothy Hegarty, How2Power Today, December 2017 issue.
  2. “The Engineer’s Guide To EMI In DC-DC Converters (Part 2): Noise Propagation and Filtering” by Timothy Hegarty, How2Power Today, January 2018 issue.
  3. “The Engineer’s Guide To EMI In DC-DC Converters (Part 3): Understanding Power Stage Parasitics” by Timothy Hegarty, How2Power Today, March 2018 issue.
  4. “The Engineer’s Guide To EMI In DC-DC Converters (Part 4): Radiated Emissions” by Timothy Hegarty, How2Power Today, April 2018 issue.
  5. “The Engineer’s Guide To EMI In DC-DC Converters (Part 5): Mitigation Techniques Using Integrated FET Designs” by Timothy Hegarty, How2Power Today, June 2018 issue.
  6. “The Engineer’s Guide To EMI In DC-DC Converters (Part 6): Mitigation Techniques Using Discrete FET Designs” by Timothy Hegarty, How2Power Today, September 2018 issue.
  7. “The Engineer’s Guide To EMI In DC-DC Converters (Part 7): Common-Mode Noise Of A Flyback” by Timothy Hegarty, How2Power Today, December 2018 issue.
  8. “Design review of a 2kW parallelable power-supply module” white paper, presentation and video by Robert Scibilia, Texas Instruments Power Supply Design Seminar SEM2200, 2016-2017.
  9. “Designing an LLC half-bridge power converter” white paper and presentation, by Hong Huang, Texas Instruments Power Supply Design Seminar SEM1900, 2010-2011.
  10. “A generalized common mode current cancellation approach for power converters,” by Yongbin Chu et al., IEEE Transactions on Industrial Electronics 62(7), July 2015, pp. 4130-4140.
  11. LM5015 two-switch forward/flyback isolated DC/DC converter evaluation module.
  12. “Conducted EMI mitigation schemes in isolated switching-mode power supply without the need of a Ycapacitor,” by Yongjiang Bai et al., IEEE Transactions on Power Electronics 32(4), June 2017, pp. 2687- 2703.
  13. “Investigating switching transformers for common mode EMI reduction to remove common mode EMI filters and Y-capacitors in flyback converters,” by Yiming Li et al., IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics 6(4), 2018, pp. 2287-2301.
  14. “Techniques for the modeling, measurement and reduction of common-mode noise for a multi-winding transformer,” by Yiming Li et al., APEC 2017, pp. 2511-2518.
  15. “Transformer structure and its effects on common mode EMI noise in isolated power converters,” by Pengju Kong et al., APEC 2010, pp. 1424-1429.
  16. “EMI noise reduction techniques for high frequency power converters,” by Yuchen Yang, Ph.D. thesis, Virginia Tech, April 2018.
  17. “Determination of transformer shielding foil structure for suppressing common-mode noise in flyback converters,” by Henglin Chen et al., IEEE Transactions on Magnetics 52(12), December 2016, article sequence No. 8401809.
  18. “Flyback transformer design considerations for efficiency and EMI” white paper, presentation and video by Bernard Keogh and Isaac Cohen, Texas Instruments Power Supply Design Seminar SEM2200, 2016- 2017.

Сравнение позиций

  • ()