Руководство по электромагнитной совместимости в DC-DC-преобразователях. Часть 7: синфазные помехи в обратноходовых преобразователях

Cтатья является седьмой в цикле публикаций, посвященных вопросам электромагнитной совместимости в промышленных и автомобильных DC/DC-преобразователях. В ней выполняется анализ синфазных шумов, генерируемых изолированными обратноходовыми DC/DC-преобразователями. Кроме того, в статье предлагается алгоритм по созданию простой шумовой модели преобразователя, включающей двухконденсаторную эквивалентную схему трансформатора
924
В избранное

Cтатья является седьмой в цикле публикаций, посвященных вопросам электромагнитной совместимости в промышленных и автомобильных DC/DC-преобразователях. В ней выполняется анализ синфазных шумов, генерируемых изолированными обратноходовыми DC/DC-преобразователями. Кроме того, в статье предлагается алгоритм по созданию простой шумовой модели преобразователя, включающей двухконденсаторную эквивалентную схему трансформатора.

В пятой и шестой частях данного цикла были предложены рекомендации по уменьшению кондуктивных и радиочастотных помех в неизолированных DC/DC-преобразователях, а также были рассмотрены практические примеры их использования. Разумеется, для полноты исследования необходимо также проанализировать шумовое поведение изолированных DC/DC-преобразователей, поскольку используемые в них силовые трансформаторы играют важную роль с точки зрения обеспечения электромагнитной совместимости.

В частности, необходимо рассмотреть влияние паразитных емкостей обмоток трансформатора на уровень синфазных помех. Основной причиной возникновения синфазного шума становятся токи смещения, протекающие через паразитные емкости трансформатора и паразитную емкость, образованную силовым транзистором и заземлением. Данная статья посвящена анализу синфазных шумов обратноходовых DC/DC-преобразователей, которые благодаря своей простоте широко используются в качестве изолированных источников питания. В результате такого анализа будет предложена двухконденсаторная модель трансформатора, позволяющая существенно упростить моделирование и исследования синфазных помех в обратноходовых DC/DC-преобразователях.

Обратноходовая топология

Среди достоинств обратноходовой топологии можно отметить невысокую стоимость реализации, а также простоту создания одноканальных и многоканальных решений [7,8]. Все это делает обратноходовые DC/DC-преобразователи хорошим выбором для изолированных источников питания автомобильных и промышленных устройств, в том числе таких, как высоковольтные драйверы МОП-транзисторов одно- и трехфазных электроприводов, а также датчики и программируемые логические контроллеры, используемые для автоматизации производства.

Обратноходовая топология предлагает простое и надежное решение с минимальным числом компонентов (рис. 1). Если для контроля за выходным напряжением использовать обратную связь по напряжению, снимаемому с первичной обмотки, то в таких случаях оптопара и связанные с ней цепи обратной связи не требуются, благодаря чему перечень компонентов дополнительно сокращается, а также упрощается конструкция трансформатора [7]. Для простой гальванической развязки земли первичной и вторичной стороны будет достаточно трансформатора с функциональной изоляцией, если же речь идет о создании высоковольтных приложений, требующих повышенной безопасности, то потребуется трансформатор с усиленной изоляцией.

Обратноходовой преобразователь с традиционным входным напряжением 24 В для промышленных приложений или 12 В / 48 В для автомобильного оборудования.

Рис. 1. Обратноходовой преобразователь с традиционным входным напряжением 24 В для промышленных приложений или 12 В/ 48 В для автомобильного оборудования.

На схеме изображены индуктивности намагничивания и рассеяния, а также паразитные емкости трансформатора.

Анализ напряжений и токов в обратноходовых преобразователях

На рис. 2 представлены осциллограммы напряжений на стоке МОП-транзистора (первичная сторона) и на обратном диоде (вторичная сторона). Осциллограммы относятся к обратноходовому преобразователю, изображенному на рис. 1 и работающему в режиме прерывистых токов (рис. 2a) и в граничном режиме (рисунок 2b) [7].

На рис. 2а изображены осциллограммы напряжений при работе преобразователя в режиме прерывистых токов. Из них видно, что включение МОП-транзистора происходит в точке минимума третьего колебания. На рис. 2б показаны формы сигналов при работе преобразователя в граничном режиме. В данном случае коммутация МОП-транзистора происходит в точке минимума первой волны колебаний, то есть примерно в тот момент, когда ток во вторичной обмотке падает до нуля. Таким образом, и в том и в другом случае коммутация МОП-транзистора выполняется при нулевом токе.

Осциллограммы напряжений на стоке МОП-транзистора и на обратном диоде обратноходового преобразователя, работающего в режиме прерывистых токов (a) и в граничном режиме (b).

Рис. 2. Осциллограммы напряжений на стоке МОП-транзистора и на обратном диоде обратноходового преобразователя, работающего в режиме прерывистых токов (a) и в граничном режиме (b).

Защитная демпферная цепочка со стабилитроном ограничивает бросок напряжения, вызванный резонансом индуктивности рассеяния и паразитными емкостями МОП-транзистора и трансформатора.

С точки зрения генерации шумов большую проблему представляют не только резкие изменения напряжений и токов, но и перенапряжения и колебания (звон), возникающие при переключениях. Колебания вызваны возбуждением LC-контура, образованного паразитной емкостью (транзистора и диода), а также индуктивностью рассеяния трансформатора.

На рис. 2 отчетливо виден бросок напряжения и последующие высокочастотные колебания на стоке МОП-транзистора при его выключении. Параметры колебаний зависят от индуктивности рассеяния первичной стороны (LLK-P), вступающей в резонанс с выходной емкостью МОП-транзистора (COSS) и паразитной емкостью первичной обмотки трансформатора (CP).

Аналогичным образом, колебания на вторичной стороне появляются вследствие возникновения резонанса между индуктивностью рассеяния вторичной обмотки (LLK-SEC), емкостью обратного диода (CD) и паразитной емкостью вторичной обмотки трансформатора (CS). Перенапряжение и звон характеризуются высокой скоростью нарастания (dv/ dt), поэтому наличие емкостной связи с землей приводят к появлению синфазных шумов.

Дополнительный отрицательный эффект при работе преобразователя в режиме непрерывных токов возникает из-за восстановления обратного диода (на вторичной стороне) при включении МОП-транзистора. Обратное восстановление диода DFLY увеличивает выброс напряжения и создает импульс тока, который из-за наличия магнитной связи между обмотками отображается на первичную сторону и протекает через МОП-транзистор.

Обратите внимание, что трансформатор чаще всего ведет себя как связанная индуктивность, поскольку токи в его первичной и вторичной обмотках, обычно не протекают одновременно. Моменты коммутации МОП-транзистора являются единственными интервалами времени, в которых трансформатор ведет себя как трансформатор, то есть когда в его обмотках одновременно протекает ток [9].

Синфазные помехи в изолированных обратноходовых DC/DC-преобразователях

На рис. 3 показана схема традиционной испытательной установки для измерения электромагнитных помех, генерируемых обратноходовым DC/DC-преобразователем. Преобразователь подключен к источнику питания через эквивалент сети (LISN). Красные пунктирные линии показывают контуры и направления распространения синфазных токов через паразитные емкости на землю и обратно к LISN. Конденсатор CZ, подключенный между землей первичной и вторичной обмоток (PGND и SGND, соответственно), шунтирует синфазные токи на вторичной стороне обратно на первичную. Главным преимуществом этого становится то, что синфазные токи не проходят через CSE, а, значит не возвращаются через эквивалент сети (LISN).

Контуры и направления распространения синфазных токов в обратноходовом DC/DC-преобразователе с подключенным эквивалентом сети (LISN).

Рис. 3. Контуры и направления распространения синфазных токов в обратноходовом DC/DC-преобразователе с подключенным эквивалентом сети (LISN).

На схеме также показана вспомогательная обмотка (AUX)

Основной причиной появления синфазных помех становится высокая скорость нарастания напряжения на стоке МОП-транзистора, при этом трансформатор и его паразитные емкости являются каналами связи, по которым кондуктивные помехи могут проникать на вторичную обмотку и через импеданс выходной цепи на землю (на рис. 3 синфазный ток обозначен как ICM-SEC). Как и в случае с неизолированными преобразователями, у разработчиков есть три способа уменьшения емкостной связи между МОП-транзистором и землей (соответствующий синфазный ток на рис. 3 обозначен как ICM-PRI): использование минимальной площади металлизации узла коммутации (SW), подключение радиатора МОП-транзистора (при необходимости) к PGND и исключение переходных отверстий на нижнюю сторону платы [6].

Говоря о влиянии трансформатора на уровень помех, следует указать три основных особенности.

Во-первых, хорошая магнитная связь обмоток трансформатора сводит к минимуму индуктивность рассеяния, что приводит к достижению высокой эффективности, уменьшению выбросов напряжений при коммутациях и увеличению надежности. Чередование слоев обмоток является распространенным методом уменьшения индуктивности рассеяния и сопротивления обмоток по переменному току. К сожалению, при чередовании слоев обмоток паразитная емкость возрастает.

Стоит отметить, что паразитные емкости планарных трансформаторов, обмотки которых образованы проводниками печатной платы, оказываются даже выше, чем у традиционных трансформаторов. Это объясняется тем, что слои печатной платы расположены близко друг от друга и площадь перекрытия слоев оказывается достаточно большой. В любом случае, приложение источника шума к таким распределенным паразитным емкостям приводит к формированию относительно высокого тока смещения, который отображается с первичной обмотки на вторичную и возвращается на землю, что приводит к высокому уровню синфазных помех [10].

Во-вторых, индуктивность рассеяния, резонирующая с паразитной емкостью трансформатора, может привести к появлению значительных пиков в частотном спектре синфазного шума.

В-третьих, электрическое поле, создаваемое сигналами с высокой скоростью dv/ dt, может легко распространяться через магнитопровод сердечника трансформатора, поскольку материал сердечника обладает высокой электрической проницаемостью и низким импедансом для электрических полей. Однако паразитная емкость (CME) между магнитным сердечником и землей будет мала, если сердечник закрыт медной фольгой, подключенной к PGND.

Оптимизация конструкции трансформатора имеет большое значение как с точки зрения уменьшения габаритов, повышения эффективности и улучшения тепловых характеристик, так и с точки зрения минимизации уровня помех.

Аналитическая модель для анализа синфазных помех

На рис. 4а показан двухобмоточный трансформатор с клеммами первичной и вторичной обмоток A/B и C/D, соответственно. Так как анализ синфазных помех выполняется в высокочастотном диапазоне, то входной конденсатор оказывается эквивалентен короткому замыканию на землю, из-за чего клемма A на схеме подключена к PGND. На рис. 4b представлена эквивалентная схема трансформатора. Паразитная емкость двухобмоточного трансформатора может быть смоделирована с помощью шести емкостей: четырех межобмоточных емкостей (C1, C2, C3, C4) и двух межвитковых емкостей (CP, CS).

Межвитковая емкость обмоток не приводит к отображению токов смещения между обмотками и, следовательно, не влияет на уровень синфазного шума. Модель с шестью конденсаторами достаточно сложна и затрудняет вычисление эквивалентных емкостей трансформатора. Ее необходимо дополнительно упростить.

Нелинейные полупроводниковые компоненты можно заменить эквивалентными источниками шумового напряжения [11], при этом паразитные межвитковые емкости обмоток могут быть удалены из эквивалентной схемы. Таким образом, получаем модель с четырьмя емкостями, как показано на рис. 4с, где vSW и vSW / NPS – источники напряжения на первичной и вторичной обмотках, соответственно. В данном случае не учитывается индуктивность рассеяния и полагается, что преобразование напряжений происходит с коэффициентом трансформации NPS, определяемым соотношением числа витков в обмотках.

Двухобмоточный трансформатор для анализа синфазных шумов (a), модель с шестью конденсаторами (b) и модель с четырьмя конденсаторами (c).

Рис. 4. Двухобмоточный трансформатор для анализа синфазных шумов (a), модель с шестью конденсаторами (b) и модель с четырьмя конденсаторами (c).

Кроме того, если одна из обмоток трансформатора подключается к независимому источнику напряжения (при замене нелинейного полупроводникового компонента), то для характеристики паразитных емкостей двухобмоточного трансформатора достаточно двухконденсаторной схемы [11, 12].

Как показано на рис. 5а, в общей сложности существует шесть возможных вариантов двухконденсаторной модели. На рис. 5б показана одна из возможных реализаций с емкостями CAD и CBD и соответствующая ей эквивалентная схема, полученная с использованием теоремы Тевенина.

Шесть возможных двухконденсаторных моделей (а). Двухконденсаторная модель и ее эквивалентная схема, полученная с использованием теоремы Тевенина

Рис. 5. Шесть возможных двухконденсаторных моделей (а). Двухконденсаторная модель и ее эквивалентная схема, полученная с использованием теоремы Тевенина

Шумовая модель с двумя конденсаторами является гибкой и подходит для различных топологий изолированных регуляторов. Параметры такой модели могут быть получены экспериментальным путем [13]. CTOTAL – межобмоточная емкость, определяемая конструкцией и параметрами трансформатора. Ее можно определить опытным путем с помощью измерителя импеданса. Для этого необходимо закоротить выводы на первичной (А и B) и на вторичной (С и D) обмотках и измерить емкость между ними. Величина CBD может быть рассчитана с помощью уравнения 1. Для этого необходимо подать синусоидальный сигнал (с частотой коммутаций) от источника с импедансом 50 Ом на клеммы первичной обмотки (A, B) и измерить соотношение напряжений VAD и VAB:

CBD = (VAD/ VAB)× CTOTAL (1)

Очевидно, что основное преимущество предложенной модели заключается в том, что паразитные емкости можно легко определить экспериментальным путем без знания конструкционных особенностей трансформатора или изучения характера распределения электрического поля в обмотках [12].

Шумовая модель обратноходового преобразователя

На рис. 6 показана шумовая модель трансформатора обратноходового преобразователя с первичной, вторичной, вспомогательной и экранирующей обмотками. Схема преобразователя будет аналогична той, что изображена на рис. 3, но с дополнительной экранирующей обмоткой, заземленной на первичной стороне. NA – отношения числа витков первичной и вспомогательной обмоток. NSH отношения числа витков первичной и экранирующей обмоток.

Емкостная связь между первичной и вспомогательной обмотками, а также между первичной и экранирующей обмотками не учитывается, так как синфазные токи протекают только на первичной стороне и не возвращаются в LISN, то есть не оказывают влияния на общий уровень синфазных помех. В результате для моделирования емкостной связи между первичной и вторичной обмотками, между вторичной и вспомогательной обмотками, между вторичной и экранирующей обмотками потребуется три четырехконденсаторных эквивалентных схемы. Как уже отмечалось выше, анализ синфазных помех выполняется в высокочастотном диапазоне, поэтому входной конденсатор эквивалентен короткому замыканию на землю, из-за чего клемма A на схеме подключена к PGND.

Модель паразитных емкостей многообмоточного трансформатора обратноходового преобразователя (a), двухконденсаторная модель (b) и эквивалентная схема, полученная с использованием теоремы Тевенина (c).

Рис. 6. Модель паразитных емкостей многообмоточного трансформатора обратноходового преобразователя (a), двухконденсаторная модель (b) и эквивалентная схема, полученная с использованием теоремы Тевенина (c).

С учетом изложенных выше рассуждений, для анализа синфазных помех будет достаточно двухконденсаторной модели (рис. 6). Как и в предыдущем случае, CTOTAL - это емкость между закороченными первичными обмотками и короткозамкнутой вторичной обмоткой.

Для построения шумовой модели обратноходового преобразователя с четырехобмоточным трансформатором (с первичной, вторичной, вспомогательной и экранирующей обмотками) может также использоваться двухконденсаторная шумовая модель трансформатора (рис. 7). Исходя из теоремы замещения, все напряжения и токи останутся без изменений при замещении нелинейных полупроводниковых компонентов источниками напряжения или тока, если формы их напряжений или токов будут такими же, как и у исходных компонентов.

Таким образом, источник напряжения (VSW), который имеет такую же форму сигнала напряжения, что и напряжение сток-исток МОП-транзистора, заменяет МОП-транзистор. Аналогично, источники тока (IDOUT и IDCL), которые имеют такую же форму тока, что и токи диодов, эквивалентно замещают эти диоды. После замены полупроводниковых компонентов напряжения и токи в схеме остаются без изменений.

В высокочастотном диапазоне синфазных шумов импеданс входного и выходного конденсаторов оказывается пренебрежимо малым, поэтому они эквивалентны коротким замыканиям. Импеданс последовательно синфазного дросселя на схеме обозначен как ZCM-CHOKE, а 25 Ом резистор замещает эквивалент сети. Наконец, паразитные емкости, которые не вносят значительного вклада в синфазный шум, протекающий через LISN, могут быть удалены из схемы. На рис. 7a представлена шумовая модель обратноходового преобразователя после применения теоремы замещения [13].

Модель обратноходового преобразователя (a) и окончательная модель обратноходового преобразователя после применения теоремы суперпозиции (b).

Рис. 7. Модель обратноходового преобразователя (a) и окончательная модель обратноходового преобразователя после применения теоремы суперпозиции (b).

Очевидно, что компоненты, включенные параллельно с источниками напряжения или последовательно с источниками тока могут быть удалены, так как они не влияют на напряжения или токи в данной цепи. Теория суперпозиции позволяет выполнять раздельный анализ влияния IDCL, IDOUT и VSW. Ясно, что IDCL и IDOUT не генерируют синфазного шума, поскольку они закорочены. На рис. 7b показана окончательная шумовая модель. Уравнение 2 определяет шумовое синфазное напряжение, измеренное на эквиваленте сети LISN:

formula.png (2 KB)

Далее необходимо определиться с формой сигнала источника напряжения VSW, после чего можно выполнять моделирование шумовой схемы и исследовать влияние отдельных ее составляющих на уровень синфазных помех. Модель оказывается достаточно точной, если импеданс индуктивности рассеяния намного ниже, чем импеданс паразитной емкости CTOTAL. Очевидно, что уменьшение CBD, а также увеличение ZCM-CHOKE или CZ приведет к снижению шумового напряжения. Обратите внимание, что если напряжение VAD равно нулю, то согласно уравнению (1) значение CBD также оказывается равным нулю, а значит, согласно уравнению (2) будет равно нулю и шумовое синфазное напряжение. Этот стандартный тест помогает проверить балансировку трансформатора.

Создание синфазной шумовой модели обратноходового преобразователя на основе двухконденсаторной модели трансформатора состоит из шести этапов:

  1. Замените нелинейные полупроводниковые приборы эквивалентными источниками напряжения или тока, используя теорему замещения. Суть замены состоит в том, чтобы получить синфазную шумовую схему, которая не содержит многочисленных контуров и сложных узлов и которую легко анализировать. Источники напряжения и тока должны иметь форму сигналов, соответствующую заменяемым компонентам. Так как в высокочастотном диапазоне синфазных шумов импеданс входного и выходного конденсаторов оказывается пренебрежимо малым, то эти конденсаторы будут эквивалентны коротким замыканиям.
  2. Если одна из обмоток трансформатора включена параллельно с источником напряжения, то остальные обмотки можно заместить управляемыми источниками напряжения с учетом коэффициентов трансформации.
  3. Для дальнейшего упрощения модели следует удалить все компоненты, включенные параллельно с источниками напряжения или последовательно с источниками тока.
  4. Для замещения трансформатора можно использовать любую двухконденсаторную модель, из представленных на рис. 5а. Следует выбирать тот вариант, который максимально упростит дальнейший анализ.
  5. Проанализируйте синфазный шум, генерируемый всеми источниками напряжения и источниками тока, основываясь на теореме суперпозиции.
  6. Проанализируйте схему, разработанную с помощью шагов 1-5, и удалите паразитные емкости, которые не влияют на синфазный шум, протекающий через эквивалент сети LISN. Проверьте результаты, полученные с помощью шумовой модели.

Заключение

С точки зрения электромагнитной совместимости обычный изолированный преобразователь с жесткими переключениями создает гораздо больше проблем, чем неизолированный. Требования к рабочим характеристикам высокочастотных трансформаторов для изолированных импульсных DC/DC-регуляторов в последнее время стали более жесткими, особенно в отношении электромагнитных помех. Паразитная межобмоточная емкость трансформатора представляет собой открытый путь для проникновения синфазных шумов.

Предложенная в статье двухконденсаторная шумовая модель трансформатора оказывается максимально простой и широко используется на практике. Это объясняется тем, что реальные паразитные составляющие трансформатора в ней представлены в виде сосредоточенных компонентов, которые могут быть без каких-либо проблем измерены опытным путем. В следующей статье полученная шумовая модель поможет определить методы борьбы с помехами в изолированных преобразователях.

Предыдущие главы:

Литература

  1. “The Engineer’s Guide To EMI In DC-DC Converters (Part 1): Standards Requirements And Measurement Techniques” by Timothy Hegarty, How2Power Today, December 2017 issue.
  2. “The Engineer’s Guide To EMI In DC-DC Converters (Part 2): Noise Propagation and Filtering” by Timothy Hegarty, How2Power Today, January 2018 issue.
  3. “The Engineer’s Guide To EMI In DC-DC Converters (Part 3): Understanding Power Stage Parasitics” by Timothy Hegarty, How2Power Today, March 2018 issue.
  4. “The Engineer’s Guide To EMI In DC-DC Converters (Part 4): Radiated Emissions” by Timothy Hegarty, How2Power Today, April 2018 issue.
  5. “The Engineer’s Guide To EMI In DC-DC Converters (Part 5): Mitigation Techniques Using Integrated FET Designs” by Timothy Hegarty, How2Power Today, June 2018 issue.
  6. “The Engineer’s Guide To EMI In DC-DC Converters (Part 6): Mitigation Techniques Using Discrete FET Designs” by Timothy Hegarty, How2Power Today, September 2018 issue.
  7. LM5180-Q1 70-V PSR flyback converter single-output and dual-output evaluation modules.
  8. LM5155-Q1 45-V, 2.2-MHz boost/SEPIC/flyback controller.
  9. “Under the hood of flyback SMPS designs” by Jean Picard, Texas Instruments Power Supply Design Seminar, SEM1900, 2010-2011.
  10. “Flyback transformer design considerations for efficiency and EMI” by Bernard Keogh and Isaac Cohen, Texas Instruments Power Supply Design Seminar, SEM2200, 2016-2017.
  11. “Equivalent noise source: an effective method for analyzing common-mode noise in isolated power converters” by Lihong Xie, Xinbo Ruan and Zhihong Ye, IEEE Transactions on Industrial Electronics 63(5), May 2016, pp. 2913-2924.
  12. “Two-capacitor transformer winding capacitance models for common-mode EMI analysis in isolated DCDC converters” by Huan Zhang et al., IEEE Transactions on Power Electronics 32(11), Nov. 2017, pp. 8458-8470.
  13. “Investigating switching transformers for common mode EMI reduction to remove common mode EMI filters and Y-capacitors in flyback converters” by Yiming Li et al., IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics 6(4), Dec. 2018, pp. 2287-2301.

Сравнение позиций

  • ()