Руководство по электромагнитной совместимости в DC-DC-преобразователях. Часть 6: борьба с помехами в DC/DC-преобразователях с дискретными МОП-транзисторами

Статья является шестой в цикле публикаций, посвященных вопросам электромагнитной совместимости в промышленных и автомобильных DC/DC-преобразователях. В ней рассказывается о методах борьбы с помехами в преобразователях с дискретными МОП-транзисторами
2612
В избранное

Первые пять частей данного руководства были посвящены рассмотрению практических методов борьбы с кондуктивным и радиочастотными помехами [1-5]. В предыдущей статье отдельно рассматривались рекомендации по борьбе с помехами в регуляторах, построенных на базе интегральных DC/DC-преобразователей со встроенными МОП-транзисторами [5]. В данной статье исследуются способы борьбы с электромагнитными помехами в преобразователях с дискретными МОП-транзисторами.

Пример синхронного понижающего DC/DC-преобразователя с дискретными МОП-транзисторами представлен на рис. 1. DC/DC-преобразователи с дискретными МОП-транзисторами имеют множество преимуществ. Среди их достоинств можно отметить: высокие значения нагрузочных токов, улучшенные тепловые характеристики, высокую гибкость при выборе компонентов и специальных функций. Однако с точки зрения электромагнитной совместимости проектирование таких DC/DC-преобразователей оказывается значительно сложнее, чем создание схем с интегральными DC/DC-преобразователями со встроенными силовыми ключами.

 Схема синхронного понижающего преобразователя, в которой DC/DC-контроллер управляет силовыми МОП-транзисторами Q1 и Q2

Рис. 1. Схема синхронного понижающего преобразователя, в которой DC/DC-контроллер управляет силовыми МОП-транзисторами Q1 и Q2

При создании преобразователей с дискретными МОП-транзисторами следует учитывать две особенности. Во-первых, печатная плата, содержащая дискретные силовые ключи и управляющий DC/DC-контроллер, по определению не может быть такой же компактной, как плата преобразователя, построенного на базе интегральной микросхемы с оптимизированным расположением выводов и со встроенными ключами и драйверами [5]. Во-вторых, в интегральных преобразователях управление мертвым временем обычно оказывается более точным, так как время переключения МОП-транзисторов хорошо известно. В результате длительность фазы проводимости встроенного диода максимально сокращается, что с одной стороны приводит к уменьшению потерь, а с другой стороны снижает уровень помех, являющихся следствием обратного восстановления диода.

В этой статье будут предложены советы и рекомендации по компоновке и трассировке многослойной печатной платы для DC/DC-преобразователей с дискретными МОП-транзисторами. Эти рекомендации позволяют существенно снизить уровень генерируемых помех. Необходимым условием достижения низкого уровня шумов является минимизация паразитных индуктивностей наиболее критичных контуров за счет тщательного выбора компонентов силового каскада и правильной разводки печатной плат. Также в статье разбирается пример трассировки, который наглядно демонстрирует, что добиться уменьшения кондуктивных помех можно, не жертвуя эффективностью преобразователя или его тепловыми характеристиками.

Анализ существующих проблем с электромагнитной совместимостью

Проблемы с электромагнитной совместимости (ЭМС) возникают только при одновременном наличии трех составляющих: источника шума, канала связи и приемника помех (жертвы). Таким образом, воздействуя на эти компоненты, можно добиться требуемых показателей ЭМС. Обычно на практике применяется комплексный подход, который подразумевает использование нескольких методов борьбы с помехами, в том числе устранение индуктивной или емкостной связи между источником и приемником, а также защиту чувствительного устройства от кондуктивных помех с помощью фильтров и от радиочастотных помех с помощью экранирования [4].

С низкочастотными помехами, являющимися следствием прерывистого характера входных и выходных токов преобразователя, можно относительно легко справиться с помощью обычных НЧ-фильтров. Гораздо больше проблем создают гармонические составляющие, возникающие из-за высоких скоростей переключения dv/ dt и di/ dt.

Микросхемы DC/DC-контроллеров с рабочими напряжениями до 100 В, как правило, имеют интегрированные драйверы силовых ключей. Эти драйверы способны обеспечивать высокую скорость переобучений силовых МОП-транзисторов. Например, для кремниевых транзисторов типовые скорости нарастания сигналов превышают 10 В/нс и 1 А/нс, при этом для нитрид-галлиевых ключей (GaN) скорости нарастания оказываются еще выше. Во второй части данного руководство подробно рассматривалась связь между временными характеристиками трапецеидального сигнала и его частотным спектром, при этом было показано, что скорость нарастания напрямую определяет частотные составляющие спектра [2]. В той же статье предлагались методы снижения dv/dt и di/dt, позволяющие уменьшить уровень генерируемых помех.

В дополнение к проблемам, вызванным резкими перепадами напряжений и токов, возникают проблемы, связанные с перенапряжениями и ВЧ-колебаниями (звонами), появляющимися в процессе коммутаций. На рис. 2 показана осциллограмма напряжения на выходе силового каскада синхронного преобразователя с жесткими переключениями. Частота звона лежит в диапазоне от 50 МГц до 250 МГц и зависит от резонансной частоты паразитного LC-контура, образованного паразитной индуктивностью силового каскада (LLOOP) и выходной емкостью МОП-транзистора (COSS).

Эти высокочастотные составляющие способны распространяться посредством паразитных связей и без проблем проникать на входные и выходные шины, а также воздействовать на расположенные поблизости цепи и компоненты. К сожалению, с такими помехами сложно бороться с помощью обычных методов фильтрации. Восстановление встроенных обратных диодов МОП-транзисторов вызывает аналогичные отрицательные эффекты, которые вносят свой вклад в звон при протекании тока восстановления в паразитной индуктивности контура.

Эквивалентные схемы понижающего преобразователя при различных состояниях транзистора Q1

Рис. 2. Эквивалентные схемы понижающего преобразователя при различных состояниях транзистора Q1 и форма напряжения на выходе силового каскада преобразователя (узел SW)

Схема, представленная на рис. 3, определяет наиболее критичные силовые контуры понижающего преобразователя [6]. Эти контуры содержат компоненты, связанные с формированием сигналов с высокой скоростью нарастания. Аналогичные контуры можно выделить и в схемах других типов преобразователей: повышающем, инвертирующем повышающе-понижающем, SEPIC и др. Уменьшение площади силового контура имеет важное значение, так как приводит к пропорциональному уменьшению паразитной индуктивности и связанного с ней магнитного поля. [3].

Упрощенная схема синхронного понижающего преобразователя с указанием наиболее критичных контуров

Рис. 3. Упрощенная схема синхронного понижающего преобразователя с указанием наиболее критичных контуров с повышенным риском генерации электромагнитных помех

При проектировании DC/DC-преобразователей одной из важнейших задач становится максимальное увеличение частоты резонанса паразитного LC-контура за счет снижения паразитной индуктивности. Уменьшение паразитной индуктивности позволяет сократить объем накапливаемой реактивной энергии, а также ограничить выбросы напряжения при коммутациях. Кроме того, чем выше частота звона, тем меньше может быть сопротивление контура для обеспечения аналогичного коэффициента затухания колебаний. Не стоит забывать и о том, что скин-эффект на высоких частотах дополнительно увеличивает паразитное сопротивление контура.

На рис. 3 также показаны пути протекания затворных токов при включении и выключении МОП-транзисторов нижнего и верхнего плеча. Далее будут предложены советы и рекомендации по трассировке печатной платы DC/DC-преобразователя с дискретными МОП-транзисторами. Выполнение этих рекомендация гарантирует достижение минимальных паразитных индуктивностей силового контура и цепей управления [3].

Рекомендации по трассировке печатной платы для достижения минимального уровня помех

В этом разделе представлены основные советы и рекомендаций по размещению компонентов и трассировке печатной платы для DC/DC-преобразователей с дискретными МОП-транзисторами. Некоторые из этих рекомендаций совпадают с рекомендациями, которые были предложены в предыдущей части данного руководства и относились к трассировке интегральных DC/DC-преобразователей со встроенными МОП-транзисторами [5]. Далее в статье рассматривается конкретный пример компоновки печатной платы понижающего преобразователя с оптимизированной электромагнитной совместимостью.

  1. Трассировка и размещение компонентов
  • Разводку всех компонентов, относящихся к силовому контуру, необходимо выполнять на верхнем слое печатной платы. Избегайте размещения дросселя на нижней стороне платы, где он может излучать помехи в сторону пластины заземления испытательной установки.
  • Размещайте развязывающие конденсаторы в непосредственной близости от выводов VCC, VDD и BIAS. Убедитесь, что цепь AGND на печатной плате сначала подключается к конденсаторам CVCC и CBIAS, и только от них идет соединение с общей землей GND.
  • Располагайте бутстрепный конденсатор СBOOT максимально близко к узлам BOOT и SW. Бутстрепный конденсатор CBOOT и силовой контур следует разделить с помощью полигона или трассы земли GND, чтобы минимизировать уровень синфазных помех.

  1. Организация заземления
  • Располагайте плоскость земли на втором слое печатной платы, как можно ближе к верхнему сигнальному слою. Это обеспечит подавление магнитного поля, снижение паразитной индуктивности и защиту от шума.
  • Используйте минимальную толщину препрега между верхним сигнальным слоем и слоем земли. В требованиях к конструкции печатной платы укажите расстояние 6 милов (0,15 мм).

  1. Входные и выходные конденсаторы
  • Размещайте входной конденсатор CIN таким образом, чтобы минимизировать площадь петли, образованной конденсатором CIN и верхним МОП-транзистором. Аналогичной рекомендации необходимо следовать при размещении выходных конденсаторов COUT при компоновке повышающих или SEPIC-регуляторов. В зависимости от расположения конденсаторов относительно МОП-транзистора силовой контур может иметь плоскую или вертикальную ориентацию [6].
  • Для подключения входных и выходных конденсаторов (CIN и COUT) к земле необходимо использовать локализованный полигон на верхней стороне платы, который в свою очередь следует подключать к внутреннему слою (или слоям) земли с помощью нескольких переходных отверстий.
  • Размещайте керамические конденсаторы типоразмеров 0402 или 0603 с низкой эквивалентной последовательной индуктивностью (ESL) в непосредственной близости от силовых МОП-транзисторов, чтобы минимизировать паразитную индуктивность контура.

  1. Трассировка цепей дросселя
  • Располагайте дроссель максимально близко к МОП-транзисторам. Постарайтесь обеспечить минимальную площадь полигона, подключенного к выходу силового каскада, чтобы уменьшить влияние емкостной связи и синфазных токов. В идеале большая часть полигона должна быть занята контактной площадкой дросселя и контактными площадками транзисторов.
  • Используйте полигоны земли и переходные отверстия (подключенные к земле), для экранирования силового контура преобразователя.
  • Уделите внимание конструкции индуктивности. Проверьте, что конец обмотки, подключенной к узлу SW, находится на нижнем слое обмотки и сверху экранирован и закрыт витками, подключенными к выходу VOUT (в случае понижающего преобразователя) или ко входу VIN (в случае повышающего преобразователя).
  • Используйте катушки индуктивности с нижним расположением выводов. Избегайте дросселей с большими боковыми выводами, так как они могут выступать в качестве излучающей антенны.
  • Если возможно, то используйте экранированную индуктивность. Подключайте клеммы экрана к слою земли.

  1. Трассировка затворных цепей управления МОП-транзисторами

Разместите микросхему DC/DC-контроллера как можно ближе к силовым МОП-транзисторам, выполнив следующие шаги:

  • Выполните трассировку проводников управляющих цепей HO и SW в виде дифференциальной линии. Чтобы обеспечить минимальную длину проводников и минимальную площадь образованного ими контура, подключите эти линии напрямую к выводам МОП-транзистора.
  • Соедините вывод LO и нижний МОП-транзистор по кратчайшему пути. Проводник должен располагаться максимально близко к слою земли, поэтому, как уже говорилось выше, используйте минимальную толщину препрега между верхним сигнальным слоем и внутренним слоем земли.
  • Минимизируйте паразитную связь между силовым контуром и контурами управления. Для этого выполняйте взаимную трассировку проводников под прямым углом [6].

  1. Размещение защитных компонентов и фильтров
  • Располагайте компоненты фильтра вдали от силового контура и дросселя. Если не удается разместить фильтр достаточно далеко, то следует переместить его на обратную сторону печатной платы.
  • Чтобы минимизировать емкостную связь, влияющую на коэффициент затухания фильтра, необходимо сделать вырезы на всех слоях непосредственно под фильтром.
  • Как пояснялось в пятой части данного руководства, чтобы снизить скорость нарастания напряжения в силовом контуре, ограничить выбросы и звоны, необходимо замедлить включение МОП-транзистора. Для этого необходим резистор (желательно не более 10 Ом), включенный последовательно с CBOOT. Для достижения повышенной эффективности следует рассмотреть возможность использования контроллера с отдельными выводами для включения и выключения силового транзистора.
  • Если принято решение использовать помехоподавляющие цепи, то следует обеспечить наименьшую площадь контура для протекания шумовых токов. Рекомендуется, в первую очередь, подключать к выходу силового каскада (узел SW) компонент с минимальными габаритами (обычно это конденсатор).
  • Используйте четырехслойную печатную плату с внутренним слоем земли, чтобы добиться значительного улучшения характеристик ЭМС по сравнению с двухслойной печатной платой. Избегайте значительных неоднородностей и межслойных переходов при разводке контуров высокочастотных токов вблизи силовых транзисторов.
  • Рассмотрите возможность использования металлического корпуса для экранирования радиочастотных помех. Экран должен закрывать все элементы преобразователя, кроме фильтра. По сути, при подключении металлического корпуса к земле, он образует клетку Фарадея со слоем земли на печатной плате.

Пример трассировки синхронного DC/DC-преобразователя с дискретными МОП-транзисторами

На рис. 4 показана схема синхронного понижающего преобразователя, предназначенного для малошумящих автомобильных или промышленных приложений. Микросхема контроллера имеет несколько особенностей, способствующих улучшению ЭМС-характеристик. Например, она обеспечивает постоянную частоту коммутации силовых транзисторов, позволяет использовать внешнюю синхронизацию и управлять скоростью включения верхнего МОП-транзистора [7].

Схема понижающего преобразователя с указанием узлов и проводников наиболее критичных с точки зрения трассировки печатной платы

Рис. 4. Схема понижающего преобразователя с указанием узлов и проводников наиболее критичных с точки зрения трассировки печатной платы

На рис. 5 показано два варианта компоновки МОП-транзисторов и входных конденсаторов, которые образуют плоский силовой контур (отмечен белыми стрелками). Все проводники этого контура располагаются на верхнем слое печатной платы, в то время как контроллер расположен на нижней стороне платы. Токи, протекающие в контуре, отображаются на слое земли в виде возвратных токов, что обеспечивает минимальную паразитную индуктивность.

На рис. 5b представлен улучшенный вариант размещения компонентов. В данном случае полевой транзистор (Q1) повернут на 90 градусов. С одной стороны, это улучшает отвод тепла от Q1, а с другой стороны, позволяет разместить конденсатор Cin1 типоразмера 0603 с малой паразитной индуктивностью максимально близко к МОП-транзистору, что повышает качество высокочастотной развязки. П-образное размещение элементов обеспечивает минимальную длину контура, образованного выходными конденсаторами и нижним МОП-транзистором.

Два варианта компоновки печатной платы с плоской ориентацией силового контура

Рис. 5. Два варианта компоновки печатной платы с плоской ориентацией силового контура

Оптимизированный вариант трассировки печатной платы

На рис. 6 показан улучшенный вариант трассировки печатной платы DC/DC-преобразователя с дискретными МОП-транзисторами. Основные достоинства этого варианта определяются уменьшенной площадью силового контура и правильной компоновкой печатной платы. Второй слой печатной платы, как и в предыдущем варианте, используется для локализации возвратных токов силового контура, однако возвратная часть контура лежит непосредственно под частью контура на верхнем слое. Таким образом, силовой контур имеет уже не плоскую, а вертикальную ориентацию [7,8,9], а общая площадь контура оказывается минимальной. Токи, протекая в противоположных направлениях на верхнем слое и слое 2, обеспечивают самоподавление поля, что дополнительно уменьшает паразитную индуктивность. На рис. 6 также представлено изображение бокового разреза печатной платы, поясняющее концепцию создания вертикального контура в структуре многослойной печатной платы.

Четыре входных конденсатора (CIN1 … CIN4) с малыми типоразмерами 0402 или 0603 и низкой паразитной индуктивностью, располагаются между двумя большими конденсаторами CIN5 и CIN6 в максимальной близости от верхнего МОП-транзистора (рис. 6). Подключение этих конденсаторов к земляному слою (слой 2) выполнено с помощью нескольких переходных отверстий диаметром 12 милов (0,3 мм). Земляная плоскость слоя 2 обеспечивает прямой путь возвратных токов непосредственно под транзисторами к истоку нижнего МОП-транзистора.

Полигон SW (выход силового контура) имеет минимальную площадь. Большая его часть приходится на контактную площадку дросселя и контактные площадки МОП-транзисторов. Этот полигон дополнительно экранируется с помощью внешнего полигона земли. Трассировка цепей SW и BST целиком выполнена на верхнем слое, поэтому переходные отверстия отсутствуют, и сигналы с большой скоростью нарастания dv/ dt не появляются на нижней стороне печатной платы. Это позволяет избежать емкостной связи с пластиной заземления при выполнении испытаний на электромагнитную совместимость.

Наконец, размещение двух выходных керамических конденсаторов, COUT1 и COUT2, с двух сторон от катушки индуктивности разделяет выходной контур на два подконтура. Наличие двух контуров с противоположными направлениями протекания токов помогает смягчить эффект «отскока от земли».

Оптимизированный вариант трассировки с вертикальной ориентацией силового контура

Рис. 6. Оптимизированный вариант трассировки с вертикальной ориентацией силового контура

На рис. 7а показана осциллограмма напряжения на выходе силового каскада DC/DC-преобразователя с оптимизированной компоновкой печатной платы (рис. 6). Схема преобразователя представлена на рис. 4. На осциллограмме не видно ярко выраженного звона при переключениях. Амплитуда перенапряжений при выключении достаточно мала, а отрицательный выброс при включении практически отсутствует. Все это обеспечивает минимальный уровень шумов в диапазоне от 50 МГц. Для сравнения, на рис. 7b показана осциллограмма того же преобразователя, но с платой, изображенной на рис. 5b. Не сложно заметить, что выброс напряжения при выключении оказывается меньше примерно на 4 В.

Сравнение осциллограмм напряжения на выходе силового каскада DC/DC-преобразователя при VIN = 48 В и IOUT = 8 А

Рис. 7. Сравнение осциллограмм напряжения на выходе силового каскада DC/DC-преобразователя при VIN = 48 В и IOUT = 8 А: оптимизированная трассировка с вертикальной ориентацией силового контура (a); трассировка с плоской ориентацией силового контура (b)

На рис. 5 представлены результаты измерения кондуктивных помех DC/DC-преобразователя (рис. 6) в диапазоне от 150 кГц до 108 МГц. Измерения проводились с помощью анализатора спектра Rohde & Schwarz. Желтые графики соответствуют пиковым значениям шумов, а синие графики относятся к средним значениям шумов. Как видно из графиков, преобразователь отвечает требованиям, предъявляемым к устройствам класса 5 в соответствии со стандартом CISPR 25. Предельно допустимые значения для устройств класса 5 согласно CISPR 25 отмечены красным цветом (пиковые значения на 20 дБ выше средних значений).

Результаты измерений кондуктивных помех в соответствии с CISPR 25

Рис. 8. Результаты измерений кондуктивных помех в соответствии с CISPR 25 в диапазоне от 150 кГц до 30 МГц (а) и в диапазоне от 30 МГц до 108 МГц (b)

Заключение

Переключения силовых транзисторов являются главными источниками кондуктивных и радиочастотных помех. В этой статье предложены советы по трассировке печатных плат, которые позволяют уменьшить уровень шумов, генерируемых DC/DC-преобразователями с дискретными МОП-транзисторами.

Для снижения уровня помех необходимо выполнять следующие рекомендации: уменьшать площадь силового контура, избегать разрывов и неоднородностей контуров тока, использовать четырехслойную печатную плату с внутренними слоями земли для экранирования (обеспечивает лучшую эффективность, чем двухслойная печатная плата), минимизировать длину проводников затворного контура управления и разводить их в виде дифференциальных пар, минимизировать площадь полигона узла коммутации SW для уменьшения емкостной связи.

Оптимизация трассировки печатной платы помогает улучшить показатели ЭМС без ущерба для эффективности или тепловых характеристик. В статье рассматривался пример понижающего синхронного преобразователя, однако аналогичный подход можно перенести на любую другую топологию. Для этого необходимо только правильно определить наиболее критичные контуры и воспользоваться предложенными рекомендациями при выполнении трассировки печатной платы.

Предыдущие главы:

Литература

  1. “The Engineer’s Guide to EMI in DC-DC Converters (Part 1): Standards Requirements and Measurement Techniques,” by Timothy Hegarty, How2Power Today, December 2017 issue.
  2. “The Engineer’s Guide to EMI in DC-DC Converters (Part 2): Noise Propagation and Filtering,” by Timothy Hegarty, How2Power Today, January 2018 issue.
  3. “The Engineer’s Guide to EMI in DC-DC Converters (Part 3): Understanding Power Stage Parasitics,” by Timothy Hegarty, How2Power Today, March 2018 issue.
  4. “The Engineer’s Guide to EMI in DC-DC Converters (Part 4): Radiated Emissions,” by Timothy Hegarty, How2Power Today, April 2018 issue.
  5. “The Engineer’s Guide To EMI In DC-DC Converters (Part 5): Mitigation Techniques Using Integrated FET Designs” by Timothy Hegarty, How2Power Today, June 2018 issue.
  6. LM5146-Q1-EVM12V automotive buck controller evaluation module with optional EMI shielding.
  7. “GaN Transistors for Efficient Power Conversion,” 2nd edition, by Alex Lidow et al., Wiley, September 2014.
  8. “Understanding the effect of PCB layout on circuit performance in a high frequency gallium nitride based point of load converter,” by David Reusch and Johan Strydom, APEC 2013, pp. 649-655.
  9. “Layout considerations for LMG5200 GaN power stage,” by Narendra Mehta, Texas Instruments application report SNVA729, 2015.

Сравнение позиций

  • ()