Руководство по электромагнитной совместимости в DC-DC-преобразователях. Часть 3: паразитные параметры силового контура

Данная статья является третьей в цикле публикаций, посвященных вопросам электромагнитной совместимости в промышленных и автомобильных DC/DC-преобразователях. В ней рассказывается о влиянии паразитных параметров на уровень электромагнитных помех, генерируемых DC/DC-преобразователем
1821
В избранное

Высокочастотная коммутация силовых ключей DC/DC-преобразователя является одним из основных источников кондуктивных и радиочастотных помех. В предыдущей части данного цикла было подробно рассказано о дифференциальных и синфазных помехах, генерируемых импульсными преобразователями [2]. Разделив дифференциальные и синфазные составляющие шума, можно значительно упростить поиск источников помех и сократить время, затрачиваемое на разработку и настройку фильтра. Ранее также отмечалось, что синфазные помехи зачастую доминируют в высокочастотном диапазоне. При этом контуры токов, имея большую площадь, выступают в качестве антенн, тем самым способствуя генерации радиопомех.

В статье рассматриваются индуктивные и емкостные паразитные элементы силового контура DC/DC-преобразователя, которые влияют не только на уровень электромагнитных помех, но и на уровень потерь при переключениях. Чтобы обеспечить снижение уровня шума, разработчики должны прикладывать все усилия для уменьшения паразитных составляющих. В большинстве случаев компактное расположение компонентов и оптимизация печатной платы силового каскада DC/DC-преобразователя не только снижает уровень электромагнитных помех, но и повышает КПД, а также уменьшает общую стоимость решения.

Анализ контуров с высокой скоростью нарастания токов

Одним из важнейших шагов при выполнении трассировки печатной платы источника питания является точное определение контуров тока с высокой скоростью нарастания (di/dt) и их паразитных компонентов. Дело в том, что паразитные компоненты этих контуров становятся главной причиной высокого уровня шумов, звонов, перенапряжений и просадок. Пример силового каскада понижающего DC/DC-преобразователя представлен на рис. 1. DC/DC-контроллер (LM5145) управляет МОП-транзисторами верхнего и нижнего плеча (Q1 и Q2, соответственно).

 Критические высокочастотные контуры с высокой скоростью нарастания тока

Рис. 1. Критические высокочастотные контуры с высокой скоростью нарастания тока

Рассмотрим процесс включения верхнего транзистора Q1. При включении Q1 энергия, накопленная в конденсаторе CIN, позволяет току через Q1 быстро нарастать до уровня тока дросселя, в то время как ток, протекающий через нижний транзистор Q2, падает до нуля. Полевые транзисторы и входной конденсатор CIN образуют так называемую «горячую петлю» – силовой высокочастотный контур преобразователя [3,4]. На рис. 1 он выделен красным цветом и обозначен как «1». Именно в этом контуре протекают высокочастотные токи с большой амплитудой и высоким значением di/ dt, особенно это касается моментов переключения МОП-транзисторов.

На рис. 1 также выделены контуры «2» и «3», которые используются для управления затворами силовых транзисторов. Контур «2» включает в себя драйвер транзистора верхнего плеча и конденсатор CBOOT. Аналогично, контур 3 включает в себя драйвер затвора нижнего МОП-транзистора и конденсатор СVCC. Направление протекания тока при включении и выключении силовых транзисторов обозначены сплошной и пунктирной линиями, соответственно.

Паразитные компоненты и радиопомехи

Проблемы с помехами возникают при наличии трех компонентов: источника шумов, приемника шумов и механизма передачи помех.

Механизм передачи помех может носить кондуктивный и некондуктивный характер. Некондуктивная связь возникает при наличии электрических и/или магнитных полей. В свою очередь появление магнитных и электрических полей является следствием паразитных индуктивностей и емкостей, которые оказывают существенное влияние на уровень электромагнитных помех DC/DC-преобразователя.

Паразитные индуктивности силового контура

Характер переключений силового МОП-транзистора, форма сигналов и уровень электромагнитных помех напрямую зависят от паразитных индуктивностей, присутствующих в силовом контуре и в контуре управления [5]. На рис. 2 представлена подробная эквивалентная схема с указанием паразитных составляющих. Источниками паразитных элементов являются компоненты схемы (например, силовые ключи), элементы печатной платы (проводники и заливки), выводы корпусов компонентов и др. Каждый из этих паразитных компонентов в той или иной степени влияет на уровень помех, генерируемых DC/DC-преобразователем.

Эффективная индуктивность силового контура LLOOP является суммой общей индуктивности стока LD и общей индуктивности истока LS, которые в свою очередь определяются паразитными индуктивностями входного конденсатора (ESL), проводников печатной платы и выводов силовых МОП-транзисторов. Величина LLOOP сильно зависит от геометрии силового контура, образованного входным конденсатором и полевыми МОП-транзисторами (контур «1» на рис. 1) [6, 7, 8].

Аналогичным образом, индуктивность контуров управления LG включают в себя паразитные индуктивности выводов затвора силовых МОП-транзисторов и индуктивности проводников печатной платы. Подробно изучив рис. 2, можно заметить, что индуктивность общего истока полевого МОП-транзистора Q1 (LS) входит как в контур питания, так и в контур управления затвором. Индуктивность LS ограничивает величину di/ dt в силовом контуре. Это связано с тем, что LS создает обратную связь по напряжению, которая препятствует быстрому нарастанию и спаду напряжения на затворе МОП-транзистора. Однако такой эффект приводит к увеличению потерь при переключениях и, таким образом, является нежелательным [9, 10].

Силовой каскад понижающего DC/DC-преобразователя с указанием паразитных индуктивностей и емкостей

Рис. 2. Силовой каскад понижающего DC/DC-преобразователя с указанием паразитных индуктивностей и емкостей

Паразитные емкости силового контура

Группа выражений (1) определяет входную, выходную и проходную емкость МОП-транзистора. Эти емкости оказывают сильное влияние на уровень электромагнитных помех и поведение транзистора при переключениях. При этом перезаряд емкостей в процессе коммутаций приводит к возникновению значительных импульсных токов.

DC-DC_formula1.png (945 b)

Аппроксимация формулы 2 указывает на сильную нелинейную зависимость COSS от напряжения. Формула 3 позволяет определить эффективный заряд QOSS при заданном входном напряжении, где COSS-TR – эффективная временная выходная емкость (time-related effective output capacitance), которая часто указывается в документации на новые МОП-транзисторы [11].

DC-DC_formula_2-3.png (3 KB)

Другим важным фактором, указанным на рис. 2, является заряд обратного восстановления встроенного диода DB2 (на схеме обозначен как QRR), который вызывает значительный скачок тока при включении Q1. QRR зависит от многих параметров, в том числе от прямого тока диода до восстановления, от скорости изменения тока и от температуры кристалла. В большинстве случаев раздельное измерение и анализ влияния QOSS и QRR являются сложными задачами. При включении Q1 возникают импульсы тока, связанные с зарядом выходной емкости COSS2 транзистора Q2 и обратным восстановлением встроенного диода DB2. Эти процессы проявляются схожим образом и чаще всего накладываются друг на друга.

Диапазоны частот электромагнитных помех и способы их передачи

В Таблице 1 приведены характеристики электромагнитных помех, разделенных на три частотных диапазона [6]. Во время переключения силового МОМ-транзистора скорость нарастания тока может превышать 5 А/нс. При этом паразитная индуктивность всего 2 нГн приводит к скачку напряжения 10 В. Кроме того, в силовом контуре с крутыми фронтами может наблюдаться звон, связанный с обратным восстановлением диода и перезарядом выходной емкости МОП-транзистора COSS. Такой звон содержит большое количество гармоник, что создает серьезную угрозу образования переменного магнитного поля, и, как следствие, приводит к увеличению кондуктивных и радиопомех.

Таблица 1. Классификация и характеристики электромагнитных помех импульсных преобразователей

Тип шумов Источник Частотный диапазон Тип помех
1 Низкочастотные Гармоники, кратные частоте переключения 150 кГц...50 МГц Кондуктивные
2 Широкополосные Скорость изменения токов и напряжений МОП-транзистора, резонансные колебания 50 МГц...200 МГц  Кондуктивные и радиопомехи
3 Высокочастотные Обратное восстановление встроенного диода более 200 МГЦ Радиопомехи

Основными путями распространения шума становятся провода питания, магнитное поле, образованное силовым контуром, а также электрическое поле, образованное печатными проводниками силового каскада [8].

Анализ форм сигналов

Как подчеркивалось во второй части данного цикла, фронты и срезы сигналов напряжения в силовом каскаде становятся основным источником синфазных помех и электрического поля в неизолированных DC/DC-преобразователях. При анализе электромагнитных помех интерес в первую очередь представляют не амплитуды отдельных составляющих гармоник, а огибающая амплитуд спектра шума. Упрощенные аналитические модели позволяют установить связь между временными параметрами форм сигналов и их частотным спектром.

Чтобы получить представление об огибающей амплитудных значений отдельных гармоник спектра, необходимо выполнить аппроксимацию формы сигнала во временной области (рис. 3). Каждый импульс характеризуется амплитудой (VIN), коэффициентом заполнения (D), временем нарастания и спада (tR и tF), а также шириной (t1), определяемой на уровне половины амплитуды.

Анализ Фурье показывает, что огибающая гармоник сигнала представляет собой удвоенную sinc-функцию с угловыми частотами f1 и f2, которая зависит от временных параметров: ширины импульса и длительности его нарастания/ спада [12]. Аналогичный анализ применим и при исследовании трапецеидальных токов силового контура DC/DC-преобразователя. В спектре реальных сигналов напряжения и тока присутствуют частотные составляющие, относящиеся к звонам, вызванным паразитной индуктивностью силового контура и обратным восстановлением диода.

Сигнал напряжения трапециевидной формы, его спектр и огибающая спектра

Рис. 3. Сигнал напряжения трапециевидной формы, его спектр и огибающая спектра. Огибающая спектра зависит от длительности импульса и времени его нарастания/ спада

Таким образом, индуктивность LLOOP увеличивает амплитуду выброса напряжения сток-исток МОП-транзистора, что приводит к росту звона, который играет определяющую роль в образовании шумов в диапазоне частот от 50 МГц до 200 МГц. Для снижения паразитной индуктивности необходимо уменьшать длину и площадь силового контура. Кроме того, чтобы предотвратить работу контура в качестве антенны следует использовать экранирующий слой земли.

Кондуктивные помехи на входе преобразователя определяются соотношением между индуктивностью контура и эквивалентной паразитной индуктивностью входного конденсатора (ESL). К счастью, шум, проникающий на выход преобразователя, оказывается минимальным, если выходная индуктивность имеет высокую частоту саморезонанса (SRF). Другими словами, для получения высокого переходного импеданса между силовым контуром и выходом преобразователя дроссель должен иметь низкую эффективную параллельную емкость (EPC). Кроме того, выходной шум дополнительно фильтруется выходными конденсаторами.

Эквивалентные резонансные схемы

Рассмотрим осциллограмму напряжения при переключениях транзистора в синхронном DC/DC-преобразователе (рис. 4). Эквивалентные схемы силового контура при включении и выключении транзистора Q1 также представлены на рис. 4. Как видно из осциллограммы, при коммутации происходит возбуждение резонансного RLC-контура. В момент включения Q1 напряжение на выходе силового контура VSW превышает входное напряжение VIN, а в момент выключения наблюдается просадка ниже уровня GND.

Амплитуда колебаний зависит от распределения паразитных индуктивностей в контуре, а эффективное переменное сопротивление контура ограничивает звон напряжения. Паразитные компоненты определяют не только уровень перенапряжений на МОП-транзисторах и драйверах затвора, но и частоту генерируемых шумов.

 Осциллограмма напряжения на выходе силового каскада DC/DC-преобразователя и эквивалентные схемы при включении и выключении транзистора Q1

Рис. 4. Осциллограмма напряжения на выходе силового каскада DC/DC-преобразователя и эквивалентные схемы при включении и выключении транзистора Q1

Длительность пика перенапряжения на рис. 4 составляет 6,25 нс, что соответствует резонансной частоте 160 МГц. Датчик магнитного поля, расположенный непосредственно над силовым контуром, также обнаруживает этот частотный компонент. Получить значения индуктивности контура при заданном значении частоты резонанса можно с помощью специальных инструментов моделирования электромагнитного поля [13]. Однако расчет полной индуктивности можно выполнить и по упрощенной методике с помощью формулы (4). Для этого необходимо измерить период резонанса TRing1 и определить знание COSS2 для заданной величины рабочего напряжения с помощью данных, приведенных в документации на МОП-транзистор.

DC-DC_formula_4.png (1 KB)Еще двумя важными параметрами являются резонансная частота и коэффициент потерь в резонансном контуре (a). Основная задача заключается в том, чтобы обеспечить максимально возможную частоту резонанса за счет уменьшения паразитной индуктивности контура. Это снижает накапливаемую реактивную энергию и ограничивает перенапряжения на выходе. Кроме того, коэффициент потерь увеличивается с ростом частоты из-за влияния скин-эффекта, который выражается в повышении эффективного значения RLOOP.

Заключение

Силовые каскады на основе нитрид-галлиевых транзисторов (GaN) [7,10,11] позволяют создавать синхронные понижающие и повышающие преобразователи, работающие на частотах до 3 МГц, однако при этом спектр их широкополосных шумов может лежать в диапазоне до 1 ГГц и даже выше. Причиной этого является высокая скорость переключения GaN-транзисторов. Фактически, спектральный состав сигналов переключения является своего рода индикатором потенциального уровня шумов. Он позволяет найти компромисс между помехами и потерями при переключениях.

Зная о негативном влиянии паразитных составляющих, необходимо стремиться к уменьшению длины и площади контуров тока уже на ранних этапах проектирования DC/DC-преобразователя. Это позволит снизить уровень кондуктивных шумов и радиопомех.

В следующей статье данного цикла рассматриваются некоторые схемы DC/DC-преобразователей, на примере которых анализируются способы уменьшения электромагнитных помех.

Предыдущие главы:

Литература

  1. “The Engineer’s Guide To EMI In DC-DC Converters (Part 1): Standards Requirements And Measurement Techniques” by Timothy Hegarty, How2Power Today, December 2017 issue.
  2. “The Engineer’s Guide To EMI In DC-DC Converters (Part 2): Noise Propagation And Filtering” by Timothy Hegarty, How2Power Today, January 2018 issue.
  3. Achieving low noise and low EMI performance with DC/DC switching regulators, Texas Instruments EMI landing page.
  4. LM5145 6-V to 75-V Synchronous Buck DC/DC Controller with Wide Duty Cycle Range (cf. power stage layout guidelines), Texas Instruments Data Sheet SNVSA14, June 2017.
  5. “Inductance: Loop and Partial” by Clayton R. Paul, (Hoboken, New Jersey: Wiley-IEEE Press, 2009).
  6. “DC/DC buck converter EMI reduction using PCB layout modification” by Ankit Bhargava, David Pommerenke, Keong W. Kam, Federico Centola, and Cheng Wei Lam. IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility (August 2011), pp. 806-813.
  7. “Layout considerations for LMG5200 GaN Power Stage” by Narendra Mehta, Texas Instruments Application Note SNVA729 (September 2015).
  8. “EMC guideline for synchronous buck converter design” by Keong Kam, David Pommerenke, Federico Centola, Cheung-Wei Lam, and Robert Steinfeld, IEEE International Symposium on Electromagnetic Compatibility (August 2009), pp. 47-52.
  9. “Controlling switch-node ringing in synchronous buck converters” by Robert Taylor and Ryan Manack, Texas Instruments Analog Applications Journal SLYT465 (2Q 2012): pp. 5-7.
  10. “A multiloop method for minimization of parasitic inductance in GaN-based high-frequency DC/DC converter” by Kangping Wang, Laili Wang, Xu Yang, Xiangjun Zeng, Wenjie Chen, and Hongchang Li, IEEE Transactions on Power Electronics (June 2017), pp. 4728-4740.
  11. “Comparison of deadtime effects on the performance of DC/DC converters with GaN FETs and silicon MOSFETs” by John S. Glaser and David Reusch, 2016 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition (September 2016), pp. 1-8.
  12. “Analysis of shaped pulse transitions in power electronics switching waveforms for reduced EMI generation” by Niall Oswald, Bernard Stark, Derrick Holliday, Collin Hargis, and Bill Drury, IEEE Transactions on Industry Applications (Sept. 2011), pp. 2154-2165.
  13. “Investigation of EM field coupling from DC/DC buck converters to automobile AM-FM antennas” by Cyrous Rostamzadeh, Patrick DeRoy, Andreas Barchanski, and Behrouz Abdolali, 2016 IEEE International Symposium on Electromagnetic Compatibility (July 2016), pp. 364-369.

Сравнение позиций

  • ()