Использование eGaN-транзисторов в лидарах. Часть 3

Данная статья является заключительной частью перевода руководства «APPLICATION NOTE: AN027 eGaN FETs for Lidar – Getting the Most Out of the EPC9126 Laser Driver Getting the Most» от компании epc. В ней рассматриваются особенности референсных драйверов EPC9126 и EPC9126HC
789
В избранное

Данная статья является заключительной частью перевода руководства «APPLICATION NOTE: AN027 eGaN FETs for LidarGetting the Most Out of the EPC9126 Laser Driver Getting the Most» от компании epc. В ней рассматриваются особенности референсных драйверов EPC9126 и EPC9126HC. Чтобы избежать путаницы, в статьях используется сквозная нумерация рисунков, таблиц и формул.

Советы и рекомендации по использованию драйверов EPC9126xx

Платы драйверов EPC9126xx обладают большой гибкостью и широким функционалом. Они могут использоваться как в исследовательских целях для изучения работы отдельных компонентов, так и в качестве аппаратной платформы при создании других устройств. В данной статье рассматриваются особенности драйверов EPC9126xx, а также предлагаются некоторые рекомендации по их эксплуатации.

Функциональная схема драйверов EPC9126xx представлена на рис. 12.

Функциональная схема драйверов EPC9126xx

Рис. 12. Функциональная схема драйверов EPC9126xx

Входы и выходы

Как было показано в предыдущих статьях, драйверам лазерных диодов приходится работать с высокоскоростными сигналами. По этой причине, для изучения форм сигналов необходимо применять методы ВЧ-измерений и использовать кабели и щупы со стандартным импедансом 50 Ом. Подробное рассмотрение методик ВЧ-измерений выходит за рамки данной статьи. Для получения дополнительной информации следует обратиться к другим источникам, например, [22].

Вход драйвера имеет импеданс 50 Ом. Этот импеданс образован двумя включенными параллельно низкоиндуктивными резисторами 100 Ом. Сигнал со входа подается непосредственно на компаратор с пороговым значением 2,5 В. Если для подключения внешнего генератора использовать согласованные 50 Ом кабели, то можно избежать значительных звонов и отражений. Если предполагается управлять платой с помощью цифровой микросхемы, то стоит иметь в виду, что выходы многих логических вентилей оказываются относительно высокоомными (до нескольких сотен Ом). Это приводит к тому, что напряжение сигнала на входе компаратора будет ниже, чем ожидается. В таком случае входные согласующие резисторы следует удалить, однако соединение с цифровым выходом должно быть выполнено таким образом, чтобы минимизировать любые звоны или отражения. Для получения дополнительной информации опять-таки следует обратиться к [22].

Все выходы платы драйвера рассчитаны на работу с согласованной нагрузкой 50 Ом. По этой причине для снятия осциллограмм необходимо использовать согласованный кабель 50 Ом и осциллограф со входным импедансом 50 Ом. Стоит отметить, что использование осциллографа со входным импедансом 1 МОм также возможно, но тогда пропускная способность будет ограничена входной емкостью осциллографа. Из-за этой емкости частотный диапазон измерений не превысит 200 МГц. Так как минимальное время нарастания составит порядка 1 нс, то это приведет к искажению формы сигналов – они будут выглядеть намного медленнее, чем есть на самом деле.

Монтаж лазерного диода

Как уже отмечалось ранее, плата драйвера EPC9126xx разрабатывалась таким образом, чтобы обеспечить максимальную гибкость при использовании различных типов лазеров. Для установки выводных лазерных диодов предусмотрена пара отверстий с шагом 2,54 мм. Кроме того, на плате размещено посадочное место для монтажа лазерного диода Excelitas. Наконец, благодаря дополнительным контактным площадкам у пользователей появляется возможность установки других типов лазеров и даже бескорпусных кристаллов. На рис. 13 показаны некоторые примеры монтажа лазерных диодов.

Примеры монтажа лазерных диодов на плате драйвера EPC9126xx

Рис. 13. Примеры монтажа лазерных диодов на плате драйвера EPC9126xx. Вверху слева: монтаж в отверстия. Справа вверху: монтаж выводного лазера с распайкой анода на верхней стороне платы и распайкой катода на нижней стороне платы. Внизу слева: монтаж выводного лазера с распайкой анода и катода на верхней стороне платы. Внизу справа: монтаж SMD-лазера.

Резонансные конденсаторы

Разработчику следует очень ответственно подходить к выбору рабочего напряжения и типа резонансного конденсатора. Следует использовать керамические конденсаторы NPO/C0G или конденсаторы с другим типом диэлектрика с низкими потерями и высокой стабильностью характеристик, например, фарфоровые, стеклянные или слюдяные.

Зарядные резисторы

Заряд резонансной емкости происходит через сопротивление R1 в течение интервала времени tchrg. В случае с EPC9126xx это сопротивление образовано четырьмя параллельно включенными резисторами R2, R3, R5, R6. Поскольку для заряда емкости до уровня более 99% требуется t = 5 tchrg, то можно установить максимальную частоту повторения импульсов PRF = 1/5 tchrg. Если требуется увеличить частоту следования импульсов, то разработчик должен либо уменьшить выходную мощность, либо уменьшить номинал R1. Снижение R1 позволит увеличить ток через транзистор Q1, но это будет приемлемым только при выполнении условия 5 tchrg >> tw. Из осциллограмм, представленных на рис. 6, видно, что за исключением самого первого цикла заряда, начальное напряжение на конденсаторе С1 составляет VC1 (t2) = VIN - 2VDFL. Мгновенная мощность, рассеиваемая в R1 в процессе перезарядки, может быть рассчитана как:

formula10.png (1 KB)Обратите внимание, что эта мощность напрямую не зависит от сопротивления R1. С учетом частоты следования импульсов средняя мощность, рассеиваемая в R1, составит:

PRlchrg = PRF·ERlchrg (11)

Если при увеличении частоты следования импульсов, рассеиваемая мощность оказывается слишком большой, следует рассмотреть альтернативные методы перезаряда резонансного конденсатора, например, с помощью повышающего преобразователя. К сожалению, данный вопрос выходит за рамки статьи и далее не рассматривается.

Встроенные согласующие измерительные линии

Для исследования форм сигналов в субнаносекундном диапазоне необходимо использовать высокочастотные SMA-разъемы и согласующие линии. Обычно согласующие линии имеют относительно низкий импеданс, порядка 0,5…5 кОм, который, однако, имеет преимущественно резистивный характер. В результате частотный диапазон измеряемых сигналов может быть очень широким, вплоть до нескольких ГГц. В случае с драйверами EPC9126xx согласующие линии размещены прямо на печатной плате и обеспечивают почти идеальное согласование с узлами схемы, что улучшает точность и повторяемость сигнала. Они также исключают возможность соскальзывания щупа с тестовой точки, что является важным фактором при работе с высокими напряжениями. Основные принципы работы таких согласующих линий обсуждаются в [23].

Чтобы выполнить качественные измерения с помощью встроенных согласующих линий, необходимо учесть три основных особенности. Во-первых, выходы должны быть подключены к осциллографу со входным импедансом 50 Ом. Использование 1 МОм входа с терминатором 50 Ом сильно ограничит полосу пропускания. Во-вторых, каждая согласующая линия имеет свой коэффициент затухания, который необходимо учитывать. В-третьих, низкий импеданс согласующих линий предполагает наличие некоторой рассеиваемой мощности. Это особенно критично при работе с большими постоянными напряжениями, в частности, при измерении напряжения на стоке. Чтобы устранить потери от постоянной составляющей, каждая из согласующих линий снабжена разделительным конденсатором. Конденсатор образует фильтр верхних частот, который мало влияет на точность измерений. Однако, если используются импульсы большой длительности, наличие разделительного конденсатора может привести к значительному искажению формы сигналов. В таких случаях рекомендуется использовать внешний щуп. На практике было установлено, что встроенные согласующие линии обеспечивают результаты, аналогичные результатам, полученным при использовании штатных щупов Tektronix P9158 3 ГГц [24]. Таким образом, предполагаемый частотный диапазон измеряемых сигналов составляет не менее 3 ГГц.

Измерение тока

Измерение тока традиционно является головной болью для разработчиков силовой электроники.

Использование контроля тока в импульсных лазерных драйверах имеет свои плюсы и минусы. Если в драйвере производится измерение тока, то это дает следующие преимущества: контроль работоспособности схемы, возможность косвенного измерения длительности лазерного импульса, возможность косвенного измерения оптической мощности. Однако измерение тока имеет длинный список недостатков: рост паразитной индуктивности контура, увеличение рассеиваемой мощности, искажение формы сигнала возбуждения, увеличение стоимости, необходимость использования повышенных входных напряжений (для компенсации паразитной индуктивности контура).

В драйверах EPC9126xx измерение тока производится с помощью токового шунта, собранного из пяти резисторов 0402 (R12, R13, R14, R15, R16). Такое решение позволяет минимизировать паразитную индуктивность. Если частота следования импульсов не слишком велика, то даже такие маленькие резисторы способны работать с очень высокими токами.

Стоит отметить, что для того, чтобы обеспечить измерение тока и одновременно минимизировать влияние шунта на качество измерения, пришлось пойти на некоторые компромиссы.

Обычно сопротивление шунта стараются выбирать минимально возможным, чтобы без проблем работать с большими токами. К сожалению, даже очень малая индуктивность пяти параллельных резисторов 0402 оказывает большое влияние на импеданс шунта и, следовательно, на качество измерений. Можно грубо оценить негативный эффект от использования шунта, если предположить, что прямоугольный импульс имеет длительность фронта tt = 2 нс. В таком случае частота среза в точке с ослаблением 3 дБ имеет следующее значение:

formula12.png (1 KB)Чтобы измерить вклад шунта в общую индуктивность контура L1shunt,A, следует заменить лазерный диод на медную фольгу и оценивать частоту колебаний при включении Q1.

Для начала был проведен опыт со штатным расположением резисторов шунта (испытание А). В результате оценочное значение индуктивности составило 1,21 нГн. Далее опыт был повторен для случая, когда резисторы шунта были перевернуты (испытание B). Индуктивность упала до 1,05 нГн. В последнем опыте шунтовые резисторы были заменены медной фольгой (испытание C), в результате чего индуктивность контура составила 1,01 нГн. Результаты измерений приведены в таблице 2.

Таблица 2. Измерения индуктивности шунта

Испытание

Условия

Частота, Мгц

Оценочное значение L1, нГн

A

Шунты установлены в штатном положении

138

1,21

B

Шунты перевернуты на другую сторону

148

1,05

C

Шунты заменены на фольгу

151

1,01

Из таблицы 2 можно заключить, что собственная индуктивность штатно установленных резисторов шунта составляет Lshunt,A = 200 пГн. Если резисторы шунта перевернуть, то собственная индуктивность упадет до 40 нГн.

При fw = 175 МГц индуктивная составляющая импеданса при штатном включении резисторов шунта составит (вариант А):

|Zshunt,A| = 2π·fw· L1shunt,A = 0,176 Ом (13).

Значение резистивной составляющей должно быть как минимум в 5 раз больше индуктивной составляющей. Таким образом, сопротивление шунта при штатном расположении Rshunt,A должно быть больше 1,1 Ом. Такое сопротивление приведет к дополнительному падению напряжения 39 В при заданном пиковом токе, что составляет около 40% от номинального напряжения транзистора.

Установив шунтирующие резисторы вверх ногами, мы можем уменьшить индуктивность, а значит и сопротивление Rshunt,B, в пять раз, до 0,22 Ом. Номинал Rshunt = 0,20 Ом был выбран исходя из стандартного ряда номиналов.

Чтобы продемонстрировать влияние шунта на форму сигналов, было проведено моделирование в соответствии со схемой, представленной на рис. 14. Моделирование выполнялось для всех трех вариантов реализации шунта при tw = 3,3 нс. Результаты моделирования изображены на рис. 15. Не сложно заметить, что даже небольшая собственная индуктивность 200 пГн существенно искажает форму сигнала. Индуктивность выступает в роли дифференцирующей цепочки, которая смещает пик сигнала ближе к началу импульса. При этом, чем короче импульс, тем больше погрешность.

Схема моделирования для демонстрации влияния шунта на форму сигналов

Рис. 14. Схема моделирования для демонстрации влияния шунта на форму сигналов

Результаты моделирования для трех вариантов реализации шунта

Рис. 15. Результаты моделирования для трех вариантов реализации шунта

К сожалению, монтаж шунтовых резисторов в перевернутом виде оказывается затруднительным и экономически невыгодным. По этой причине плата драйвера поставляется с шунтами, установленными по варианту А. Однако если удастся найти производителя, который возьмется решить данную проблему, то это в некоторых случаях будет иметь ощутимый экономический эффект. На момент написания данной статьи такой производитель был найден, но предлагаемое максимальное доступное значение сопротивления было слишком мало для получения приемлемых измерений [27]. Если требуются обеспечить повышенную точность измерений тока, следует самостоятельно выпаять и перевернуть резисторы или использовать увеличенный номинал сопротивлений. Если осциллограф имеет функцию фильтра нижних частот с программируемой частотой и однополюсной частотной характеристикой, то можно попытаться удалить ноль в частотной характеристике шунта, чтобы повысить точность измерений. Для этого полюс фильтра осциллографа должен быть настроен на ту же частоту, что и ноль частотной характеристики шунта.

Контроль фронта и среза

Как уже говорилось в самой первой публикации, лазерные драйверы с резонансной емкостью обладают рядом преимуществ. В частности они позволяют достаточно точно контролировать амплитуду импульса (при заданном значении индуктивности). Однако у них есть и значительные ограничения. Например, в них не выполняется контроль ширины импульса. Между тем, изменяя ширину импульса, можно модулировать мощность оптического сигнала. При этом управлять шириной импульса значительно проще, чем его амплитудой. Кроме того, лазерный диод не всегда удается разместить непосредственно на печатной плате. В таких случаях потребуются дополнительное электрическое соединение между платой и диодом, что, конечно же, приведет к увеличению паразитной индуктивности. Чтобы обойти эти ограничения, можно использовать двойное управление – по фронту и по срезу.

Чтобы использовать EPC9126xx с двойным управлением по фронту и срезу, необходимо сначала разобраться с ограничениями драйвера UCC27611. Судя по результатам экспериментов, этот драйвер имеет минимальную ширину импульса около 6 нс. Данное ограничение определяет, насколько коротким может быть импульс.

При переходе к системе с двойным управлением по фронту и срезу потребуется заменить резонансный конденсатор и зарядные резисторы.

Кроме того, следует учитывать, что выключение силового транзистора будет происходить не при нулевом токе. То есть, речь идет о жестких переключениях с характерным звоном и перенапряжениями. Эти помехи будут зависеть от нескольких факторов: от паразитной индуктивности, от тока в момент выключения, от емкости лазера, полевого транзистора и печатной платы. Для ограничения выбросов напряжения на плате драйвера предусмотрены посадочные места для защитных диодов.

Найти подходящий защитный диод очень сложно. Большинство диодов имеет собственную индуктивность того же порядка, что и паразитная индуктивность контура. Из-за этого скорость отклика дополнительно ограничивается. Кроме того, мощные защитные диоды характеризуются значительной собственной емкостью, что способствует усилению звона при коммутациях и даже к появлению нежелательных лазерных импульсов.

При переводе драйверов EPC9126xx на режим с двойным управлением по фронту и срезу рекомендуется провести тщательное моделирование и выполнить необходимые практические испытания. Практические испытания особенно важны по той причине, что существующие модели не всегда точно отражают поведение реальных лазерных диодов при работе с чрезвычайно короткими импульсами, используемыми в лидарах.

Встроенный генератор импульсов

В составе драйверов EPC9126xx присутствует генератор импульсов, собранный по схеме, предложенной Джимом Вильямсом [25]. По умолчанию работа генератора заблокирована, а входной сигнал поступает прямо на драйвер затвора. Однако, если распаять некоторые перемычки, можно активировать генератор и использовать его для формирования очень коротких импульсов. Для получения подробной информации по работе генератора следует обратиться к первоисточнику [25].

Заключение

GaN-транзисторы обладают отличными характеристиками. Они способны генерировать наносекундные импульсы тока мощностью в сотни ватт. Это позволяет им совершить настоящую революцию в области лазерных драйверов, в результате чего появляется возможность создания компактных и мощных лидаров.

Предыдущие главы:

Литература

[1] J. Glaser, “How GaN Power Transistors Drive High-Performance Lidar: Generating ultrafast pulsed power with GaN FETs,” IEEE Power Electronics Magazine, vol. 4, Mar. 2017,

  1. 25–35.

[2] P. McManamon, Field Guide to Lidar, SPIE, 2015.

[3] EPC9126 Lidar Demo Board (https://epc-co.com/epc/Products/DemoBoards/EPC9126.aspx)

[4] EPC9126HC Lidar Demo Board (https://epc-co.com/epc/Products/DemoBoards/EPC9126.aspx)

[5] OSRAM Opto Semiconductors Inc., “SPL PL90_3 Datasheet,” 2015.

[6] Excelitas Technologies, “Surface Mount 905 nm Pulsed Semiconductor Lasers Datasheet,” 2016.

[7] S. Morgott, “Range Finding Using Pulse Lasers,” Regensberg, Germany: Osram Opto Semiconductors, 2004.

[8] S.A. Hovanessian, Radar System Design and Analysis, Norwood: Artech House, Inc, 1984.

[9] M. Andersson and J. Kjörnsberg, “Design of Lidar-system,” Lund University, 2014.

[10] A. Lidow, J. Strydom, M. de Rooij, and D. Reusch, GaN Transistors for Efcient Power Conversion, Wiley, 2015.

[11] Efcient Power Conversion Corp., “EPC2016C data sheet,” 2018.

[12] Efcient Power Conversion Corp., “EPC2022 data sheet,” 2018.

[13] J. Glaser, “ High Power Nanosecond Pulse Laser Driver using a GaN FET”, PCIM Europe 2018 Proceedings, 2018.

[14] J.Glaser, “ Kilowatt Laser Driver with 120 A, sub-10 nanosecond pulses in < 3 cm2 using a GaN FET”, PCIM Asia 2018 Proceedings, 2018.

[15] R.W. Erickson and D. Maksimovic, Fundamentals of Power Electronics, Springer, 2001.

[16] M. Pavier, A. Woodworth, A. Sawle, R. Monteiro, C. Blake, and J. Chiu, “Understanding the E?ect of Power MOSFET Package Parasitics on VRM Circuit Efciency at Frequencies

above 1 MHz,” PCIM Europe 2003 Proceedings, 2003.

[17] D. Reusch, J. Strydom, and A. Lidow, “A new family of GaN transistors for highly efcient high frequency DC-DC converters,” 2015 IEEE Applied Power Electronics Conference and

Exposition (APEC), 2015, pp. 1979–1985.

[18] Velodyne Lidar Inc., “Velodyne Lidar Puck VLP-16 data sheet,” 2017.

[19] D. Reusch and J. Strydom, “Understanding the e?ect of PCB layout on circuit performance in a high frequency gallium nitride based point of load converter,” 2013 Twenty-Eighth

Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), 2013, pp. 649–655.

[20] Efcient Power Conversion Corp., “EPC9126 Lidar Development Board Quick Start Guide, Rev. 2.5,” 2016.

[21] Efcient Power Conversion Corp., “EPC9126HC Lidar Development Board Quick Start Guide, Rev. 1.0,” 2017.

[22] H. Johnson and M. Graham, High-Speed Digital Design – A Handbook of Black Magic, Prentice Hall PTR, 1993.

[23] J. Weber, Oscilloscope Probe Circuits, Tektronix Inc., 1969.

[24] Tektronix Inc, “20X Low Capacitance Probe – P6158 Datasheet,” 2017, (https://www.tek.com/sites/default/fles/media/media/resources/P6158-Datasheet-60W120263_0.pdf)

[25] J. Williams, “AN98 Signal Sources, Conditioners, and Power Circuitry – Circuits of the Fall, 2004: Nanosecond Pulse Width Generator,” Linear Technology Corporation, 2004.

[26] http://ucanr.edu/blogs/green//blogfles/11605_original.png

[27] Susumu 2018 Product Catalogue (EN), 2018-04-06, pp. 53-54. 2018, (https://www.susumu.co.jp/common/pdf/n_catalog_partition09_en.pdf?v=20180406)

Производитель: Efficient Power Conversion (EPC) Corporation
Наименование
Производитель
Описание Корпус/
Изображение
Цена, руб. Наличие
EPC9013
EPC9013
Efficient Power Conversion (EPC) Corporation
Арт.: 2200690 ИНФО PDF
Поиск
предложений
Отладочная плата EPC9013 на основе четырех параллельных полумостов, собраных на 100 В eGAN транзисторах EPC2001C с максимальным рабочим током до 35 А.
EPC9013
-
Поиск
предложений
EPC9126HC
EPC9126HC
Efficient Power Conversion (EPC) Corporation
Арт.: 2607887 ИНФО PDF AN
Поиск
предложений
100 V High Current Pulsed Laser Diode Driver Demo Board
EPC9126HC
-
Поиск
предложений
EPC9126
EPC9126
Efficient Power Conversion (EPC) Corporation
Арт.: 2607888 ИНФО AN
Поиск
предложений
EPC9126 – генератор импульсов для питания лазерных диодов.
EPC9126
-
Поиск
предложений

Сравнение позиций

  • ()