Руководство по электромагнитной совместимости в DC-DC-преобразователях. Часть 2: шумы и фильтрация

Данная статья является второй в цикле публикаций, посвященных вопросам электромагнитной совместимости в промышленных и автомобильных DC/DC-преобразователях. В ней раскрываются различия между дифференциальными и синфазными помехами, рассматриваются особенности их распространения, а также кратко анализируются способы борьбы с ними
1742
В избранное

Увеличение частоты переключений является одним из основных способов уменьшения габаритов импульсных преобразователей. Однако расплатой за это становится увеличение уровня помех. Для выполнения качественной фильтрации необходимо понимать природу и особенности электромагнитных шумов. Это важно как с точки зрения обеспечения электромагнитной совместимости (ЭМС), так и с точки зрения уменьшения размеров, так как фильтры являются наиболее громоздкими компонентами преобразователя.

Данная статья является второй в цикле публикаций, посвященных вопросам ЭМС в промышленных и автомобильных DC/DC-преобразователях [1]. В ней рассматриваются типы кондуктивных помех в DC/DC-преобразователях, анализируются источники шумов и особенности распространения дифференциальных и синфазных помех. Так же в статье приводятся схемные решения, позволяющие разделить синфазные и дифференциальные шумы. В следующем разделе статьи анализируются пути распространения синфазных помех на примере автомобильного синхронного повышающего преобразователя.

Дифференциальные и синфазные кондуктивные помехи

Кондуктивные помехи связаны с протеканием шумовых токов, которые бывают дифференциальными и синфазными. Дифференциальные токи называют симметричными. Синфазные токи называют асимметричными. Контуры распространения синфазных и дифференциальных токов в синхронном повышающем и синхронном понижающем преобразователях показаны на рис. 1. Y-конденсаторы CY1 и CY2, подключенные между силовыми проводниками и плоскостью заземления, необходимы для замыкания контура протекания синфазных токов [2].

Контуры протекания синфазных и дифференциальных токов в синхронном понижающем (a) и синхронном повышающем (b) преобразователях

Рис. 1. Контуры протекания синфазных и дифференциальных токов в синхронном понижающем (a) и синхронном повышающем (b) преобразователях

Кондуктивные дифференциальные помехи

Дифференциальный шумовой ток IDM обусловлен переключением силовых ключей импульсного преобразователя (рис. 1). Этот ток протекает одновременно в противоположных направлениях по шине питания (L1) и по общему обратному проводнику (L2), как показано на рис. 1. Дифференциальные токи определяются скоростью изменения тока в силовом ключе (di/ dt), магнитным полем и импедансом контура. Контур протекания дифференциального тока является замкнутым, компактным и, как правило, имеет небольшую площадь.

В качестве примера рассмотрим понижающий преобразователь, работающим в режиме непрерывных токов. В этом случае ток в силовом транзисторе имеет трапециевидную форму и характеризуется богатым набором гармоник. Эти гармоники проявляются в виде шума на линиях питания. Входной конденсатор CIN помогает подавить наиболее высокочастотные гармоники (рис. 1). К сожалению, реальные конденсаторы не являются идеальными и имеют паразитные составляющие: эквивалентную последовательную индуктивность (ESL) и эквивалентное последовательное сопротивление (ESR). По этой причине часть гармоник неизбежно просачивается на вход и выход преобразователя и создает дифференциальный шум, даже если в схеме присутствует дополнительный ЭМИ-фильтр.

Кондуктивные синфазные помехи

Синфазный шумовой ток ICM протекает по плоскости заземления GND и возвращается по шине питания (L1) и по обратному проводу (L2). Синфазные шумы определяются скоростью изменения напряжения на силовом ключе (dv/dt), электрическим полем и импедансом контура. В случае с неизолированным импульсным DC/DC-преобразователем синфазные шумы обусловлены высокими значениями dv/ dt при коммутации силового ключа и наличием паразитной связи с системой заземления. Эта связь определяется паразитными емкостями, образованными МОП-транзистором и радиатором, а также силовыми линиями преобразователя и плоскостью заземлением. Паразитная емкость соединительных проводов, подключенных ко входу или выходу, также может представлять собой путь для синфазных шумов.

На рис. 1 ток ICM возвращается через Y-конденсаторы входного ЭМИ-фильтра, CY1 и CY2. Альтернативный путь возврата тока через измерительное сопротивление 50 Ом эквивалента сети (LISN) является крайне нежелательным. Подробнее этот вопрос уже рассматривался в первой публикации данного цикла [1]. Несмотря на то, что амплитуда синфазного тока оказывается гораздо меньше, чем амплитуда дифференциального тока, бороться с ней значительно труднее. Дело в том, что контур протекания синфазного тока обычно имеет большую площадь и может выступать в качестве антенны, излучая высокочастотные радиопомехи.

На рис. 2а показаны контуры протекания синфазных и дифференциальных токов в изолированном обратноходовом преобразователе. Ток ICM попадает на вторичную сторону через паразитную межвитковую емкость обмотки трансформатора T1, обозначенную как CPS, и возвращается через плоскость заземления GND. Упрощенная эквивалентная схема, поясняющая протекание синфазного тока ICM, показана на рис. 2b.

Контур протекания синфазного шумового тока в изолированном обратноходовом преобразователе (а); эквивалентная схема (b)

Рис. 2. Контур протекания синфазного шумового тока в изолированном обратноходовом преобразователе (а); эквивалентная схема (b)

В реальных DC/DC-преобразователях паразитные составляющие, такие как выходная емкость МОП-транзистора «COSS», емкость диода «CD», эквивалентная емкость обмоток (EPC), эквивалентная последовательная индуктивность входных и выходных конденсаторов (ESL) влияют на напряжение и формы токов, а также на уровень синфазных помех CM. Подробнее этот вопрос будет обсуждаться в следующей статье.

Источники шумов и пути распространения помех

Как уже говорилось в первой статье данного цикла, кондуктивные помехи DC/DC-преобразователей нормируются в диапазоне частот от 150 кГц до 30 МГц согласно CISPR 32, и в диапазоне от 150 кГц до 108 МГц согласно CISPR 25. При этом измерения шумов относительно заземляющей плоскости GND проводятся отдельно для каждой силовой линии с использованием эквивалента сети LISN (ЭС) [2].

Особенности генерации, распространения и измерения электромагнитных помех для DC/DC-преобразователей можно промоделировать с помощью схемы, изображенной на рисунке 3 [2]. Напряжение источника шума обозначено как VN, а импедансы источника шума и контура распространения шумовых токов обозначены как ZS и ZP, соответственно. Эквивалент сети LISN и приемник ЭМИ представлены парой 50-омных резисторов.

На рис. 3 также приведены формулы для расчета дифференциальной VDM и синфазной VCM шумовых составляющих, которые получены из общего напряжения шума, измеренного на каждой линии питания, V1 и V2. Дифференциальная (симметричная) составляющая напряжения VDM определяется как половина векторной разности V1 и V2, тогда как синфазная (асимметричная) составляющая напряжения VCM равна половине векторной суммы V1 и V2 [3]. Обратите внимание на возможное расхождение в 6 дБ при определении VDM по сравнению со стандартом CISPR 16.

Эквивалентная схема для моделирования кондуктивных помех DC/DC-преобразователя

Рис. 3. Эквивалентная схема для моделирования кондуктивных помех DC/DC-преобразователя

Импеданс синфазного источника шума ZCM имеет емкостной характер и уменьшается с частотой. В то же время импеданс дифференциального источника шума ZDM обычно увеличивается с частотой, так как носит активный и индуктивный характер.

Самый очевидный способ уменьшения уровня кондуктивных помех заключается в исключении самого источника шума, что не всегда возможно. Второе решение состоит в том, чтобы изменить импеданс контуров тока таким образом, чтобы сами токи были как можно ниже. Например, для уменьшения уровня синфазных шумов в понижающем или повышающем преобразователе следует уменьшить величину dv/dt (источник шума), увеличить импеданс за счет снижения паразитной емкости относительно плоскости заземления GND, использовать фильтрующие Y-конденсаторы и/ или синфазные дроссели. Подробная классификация методов снижения электромагнитных помех будет обсуждаться в четвертой статье из данного цикла.

Фильтрация дифференциальных и синфазных помех

Использование пассивных фильтров является наиболее распространенным способом борьбы с электромагнитными помехами. Как следует из названия, в пассивных фильтрах используются только пассивные компоненты. Создание силовых фильтров является достаточно сложной задачей, так как в схеме присутствует несколько источников шумов с различным импедансом (например, импульсный преобразователь, нагрузка и контуры тока) [3,4].

На рис. 4 представлен типовой p-фильтр для DC/DC-преобразователя. На этой же схеме изображен выпрямитель, цепи защиты от перенапряжений и эквивалент сети LISN.

Типовой входной фильтр (a). Эквивалентная схема для дифференциальной составляющей (b) и синфазной составляющей CM (c)

Рис. 4. Типовой входной фильтр (a). Эквивалентная схема для дифференциальной составляющей (b) и синфазной составляющей CM (c)

Обмотки дросселя имеют магнитную связь и характеризуются синфазной индуктивностью LCM1 и LCM2. Дифференциальные индуктивности LDM1 и LDM2 представлены индуктивностями рассеяния двух связанных обмоток синфазного дросселя, но могут также быть представлены дискретными дросселями. CX1 и CX2 – конденсаторы фильтра для дифференциальных помех, а CY1 и CY2 – конденсаторы фильтра для синфазных помех.

Для упрощения анализа исходный фильтр разделен на эквивалентные схемы: для дифференциальной составляющей шума (рис. 4b) и синфазной составляющей шума (рис. 4c) [5]. Теперь расчет коэффициента ослабления для каждого из фильтров можно выполнять по отдельности. Стоит отметить, что в дальнейших рассуждениях предполагается, что исходный фильтр является идеально симметричным. Другими словами будем считать, что значения компонентов равны между собой

LCM1 = LCM2 = LCM, CY1 = CY2 = CY и LDM1 = LDM2 = LDM.

Печатная плата также полагается абсолютно симметричной.

Строго говоря, идеальная симметрия исходного фильтра и платы на практике невозможна, поэтому полностью разделить синфазный и дифференциальный фильтры не получится. В результате дифференциальный шум может трансформироваться в синфазный, и наоборот [6].

Разделение дифференциального и синфазного шума

Очень часто в ходе первых испытаний выясняется, что фильтр не обеспечивает достаточного ослабления помех. Для правильной настройки фильтра необходимо индивидуально исследовать синфазные и дифференциальные шумовые составляющие, генерируемые импульсным преобразователем. Раздельный анализ синфазных и дифференциальных составляющих помогает распознавать и устранять источники помех, а также оптимизировать процесс проектирования фильтра.

Как уже говорилось в предыдущем разделе, подавление синфазных и дифференциальных помех обеспечивают разные компоненты фильтра. По этой причине традиционный подход к анализу шумов заключается в разделении наведенного шума на синфазные и дифференциальные составляющие.

Для разделения синфазных и дифференциальных составляющих шума применяют как активные, так и пассивные схемы (рис. 5). В схеме пассивного разделителя (рис. 5a) используются широкополосные радиочастотные трансформаторы, например, из серии SWB1010 от Coilcraft, с импедансом ZO 50 и 100 Ом для T1 и T2, соответственно. 50-омный резистор, включенный последовательно с входным импедансом ЭМИ-приемника на дифференциальном выходе, обеспечивает деление выходного напряжения на два в соответствии с формулой для VDM, представленной на рис. 3 [5].

В активной схеме разделения используются малошумящие операционные усилители с высокой пропускной способностью (рис. 5б) [7]. Усилители U1 и U2 реализуют идеальную матрицу входного импеданса для выходов LISN, в то время как U3 и U4 формируют синфазное и дифференциальное напряжения, соответственно. В данной схеме синфазный дроссель LCM, например, 744222 от Würth Elektronik, обеспечивает подавление синфазной составляющей на входе усилителя U4 (коэффициент ослабления синфазного сигнала КООС® –¥ дБ) и минимизирует перекрестную связь CM-DM.

Варианты схем разделения синфазного и дифференциального шума: пассивная (a) и активная (b)

Рис. 5. Варианты схем разделения синфазного и дифференциального шума: пассивная (a) и активная (b)

Практический пример – автомобильный синхронный повышающий преобразователь

Рассмотрим пример автомобильного синхронного повышающего преобразователя (рис. 6). Повышающие регуляторы часто используются в автомобильных приложениях для компенсации провалов напряжения, в том числе при запуске стартера [8].

Измерение уровня электромагнитных помех автомобильного синхронного повышающего преобразователя согласно CISPR 25 с использованием эквивалента сети (LISN) 50 Ом/ 5-мГн

Рис. 6. Измерение уровня электромагнитных помех автомобильного синхронного повышающего преобразователя согласно CISPR 25 с использованием эквивалента сети (LISN) 50 Ом/ 5-мГн

В нашем случае радиатор силового МОП-транзистора закреплен на заземляющей плоскости GND, что соответствует непосредственному монтажу на заземленном шасси автомобиля. Такой подход обеспечивает хороший теплоотвод и высокую надежность работы преобразователя, но расплатой за это становится увеличение уровня синфазных помех. В схеме, изображенной на рис. 6, в соответствии с требованиями CISPR 25 на каждой силовой линии L1 и L2 присутствует эквивалент сети (LISN).

Чтобы проанализировать пути распространения синфазного шума повышающего преобразователя, полевые МОП-транзисторы Q1 и Q2 заменены эквивалентными источниками переменного напряжения и тока (рис. 7) [9]. На эквивалентной схеме также изображены паразитные составляющие, в том числе дросселя LF, входного конденсатора CIN и выходного конденсатора COUT и других компонентов. В частности, CRL-GND – паразитная емкость, образованная нагрузкой и шасси (плоскость GND), которая включает емкость длинных проводов, а также другие емкостные элементы, входящие в состав нагрузки (например, изолированный преобразователь с заземленной вторичной стороной или заземленный электродвигатель с большим металлическим корпусом).

Высокочастотная эквивалентная схема повышающего синхронного преобразователя с эквивалентом сети LISN. Выполняется измерение только тех синфазных помех, которые проходят LISN

Рис. 7. Высокочастотная эквивалентная схема повышающего синхронного преобразователя с эквивалентом сети LISN. Выполняется измерение только тех синфазных помех, которые проходят LISN

Основным источником синфазных помех становятся коммутации силового ключа (SW-узел). Эффективные паразитные емкости, образованные SW и шасси, а также SW и радиатором на схеме представлены конденсаторами CP1 и CP2, соответственно. На рис. 8 показана упрощенная схема для случая, когда большая часть синфазных токов приходится на контур, образованный паразитными емкостями SW-узла.

Упрощенная эквивалентная схема для случая, когда большая часть синфазных токов приходится на контур, образованный паразитными ёмкостями SW-узла

Рис. 8. Упрощенная эквивалентная схема для случая, когда большая часть синфазных токов приходится на контур, образованный паразитными ёмкостями SW-узла

Заключение

В статье были рассмотрены варианты распространения дифференциальных и синфазных кондуктивных помех с учетом паразитных емкостных и индуктивных связей, а также предложены способы разделения синфазных и дифференциальных составляющих шума. Разделение синфазных и дифференциальных составляющих помогает разработчикам распознавать и устранять источники помех, а также оптимизировать процесс проектирования фильтра. Особенности измерения синфазных помех были продемонстрированы на примере автомобильного синхронного повышающего преобразователя.

Предыдущая глава:

Руководство по электромагнитной совместимости в DC-DC-преобразователях. Часть 1: стандарты и измерения

Литература

  1. “The Engineer’s Guide To EMI In DC-DC Converters (Part 1): Standards Requirements And Measurement Techniques” by Timothy Hegarty, How2Power Today, December 2017 issue.
  2. “Understanding EMI and mitigating noise in DC-DC converters” by Robert Loke, Texas Instruments EMI training webinar, May 11, 2017.
  3. “Practical characterization of EMI filters replacing CISPR 17 approximate worst case measurements,” by Kova?evi? et al, IEEE Workshop on Control and Modeling for Power Electronics (COMPEL), pp. 1–10, June 2013.
  4. IEEE 1560-2005, “IEEE standard for methods of measurement of radio frequency power line interference filter in the range of 100 Hz to 10 GHz.”
  5. “Characterization and cancellation of high-frequency parasitic for EMI filters and noise separators in power electronic applications” by Shuo Wang, Ph.D. dissertation, 2005.
  6. “Investigation of the transformation between differential-mode and common-mode noises in an EMI filter due to unbalance” by S. Wang et al., Electromagnetic Compatibility, IEEE Transactions, Volume 52, Issue 3, pp. 578–587, August 2010.
  7. “Analysis and practical relevance of CM/DM EMI noise separator characteristics” by F. Krismer et al., Power Electronics, IEEE Transactions, Volume 32, Issue 4, pp. 3112–3127, April 2017.
  8. LM5150-Q1, wide VIN automotive low IQ boost controller, Texas Instruments.
  9. “A case study on common mode electromagnetic interference characteristics of GaN HEMT and Si MOSFET power converters for EV/HEVs” by D. Han et al., Transportation Electrification, IEEE Transactions, pp. 168–179, March 2017.

Сравнение позиций

  • ()