Раскрываем тайны преобразователей с гистерезисным управлением. Часть 1

Данная статья является первой в серии из трех публикаций, рассказывающих об импульсных преобразователях с гистерезисным управлением (Hysteretic-Mode, HM). Для обозначения таких преобразователей используют различные обозначения: D-CAP, D-CAP +, D-CAP2, D-CAP3, преобразователи с постоянным временем включения или преобразователи с DCS-управлением (Direct Control with Seamless Transition into Power Save Mode). В настоящее время преобразователи с гистерезисным управлением набирают популярность и теснят традиционные преобразователи с управлением по напряжению (Voltage-Mode, VM) или с управлением по току (Current-Mode, CM)
1152
В избранное

Существует множество книг и статей, в которых подробно рассказывается о работе преобразователей с управлением по напряжению (VM) или по току (CM). Однако публикаций, поясняющих принцип действия преобразователей с гистерезисным управлением (HM), не так много, несмотря на то, что многие современные интегральные преобразователи и контролеры используют именно этот способ управления.

В данной серии статей проводится сравнение HM-преобразователей с гистерезисным управлением с традиционными VM- и CM-преобразователями. Эти публикации призваны создать у читателя ясное представление о HM-преобразователях и ответить на вопросы, которые ранее не были раскрыты в других источниках информации.

Эволюция регуляторов напряжения

Для начала рассмотрим картину эволюции понижающих регуляторов напряжения, представленную на рис. 1. Возможно с исторической точки зрения предложенная диаграмма не вполне точна, однако с технической точки зрения она хорошо поясняет тенденции и направления развития преобразователей.

Эволюция понижающих регуляторов напряжения

Рис. 1. Эволюция понижающих регуляторов напряжения

На настоящий момент среди линейных регуляторов наиболее совершенными являются LDO-стабилизаторы. В свою очередь преобразователи с гистерезисным управлением являются наиболее современными представителями импульсных регуляторов. На диаграмме не показана самая старая технология управления импульсными преобразователями – HM bang-bang.

На рис. 2 представлена история понижающих импульсных регуляторов. Как видно из диаграммы, смена поколений происходит примерно каждые пять лет. Управление HM bang-bang использовалось в первом поколении преобразователей. После массового внедрения импульсных источников питания в персональных компьютерах и мобильных телефонах, технология bang-bang стала чрезвычайно популярной. В 2000-х годах на смену Bang-Bang пришли VM-преобразователи. Благодаря использованию фиксированной частоты коммутации, они отличались более предсказуемым поведением. CM-управление занимало господствующее положение с 2005 по 2010 год, что стало следствием относительной простоты реализации подобных преобразователей. Наконец, HM-регуляторы с подстраиваемым временем включенного состояния являются наиболее популярным решением в настоящее время. Среди их достоинств можно отметить простоту и быстрый отклик. Возврат к широкому использованию HM-управления стал возможен благодаря улучшениям, заимствованным у предыдущих поколений преобразователей (VM и CM). Интересно, что самые современные преобразователи вновь начинают использовать VM-управление.

Развитие методов управления в импульсных преобразователях

Рис. 2. Развитие методов управления в импульсных преобразователях

Понижающие преобразователи: основные вопросы

Независимо от используемого режима управления понижающий преобразователь всегда состоит из трех блоков (рис. 3):

  1. Модулятор, который формирует на выходе импульсный сигнал (VSW) в соответствии со входным управляющим напряжением (VC).
  2. LC-фильтр, который сглаживает импульсный сигнал от модулятора (VSW) и преобразует его в постоянное выходное напряжение (VOUT).
  3. Блок обратной связи и компенсации, который формирует управляющий сигнал (VC) путем сравнения выходного напряжения преобразователя (VOUT) с опорным напряжением (VREF).

Базовая структурная схема понижающего преобразователя

Рис. 3. Базовая структурная схема понижающего преобразователя

Сразу стоит оговориться, что на рисунке специально показан «импульсный модулятор», а не «ШИМ-модулятор». Дело в том, что в случае с HM-преобразователем на выходе модулятора присутствует не широтно-модулированный, а частотно-модулированный сигнал (ЧИМ). Подробнее об этом будет рассказано далее.

Выходное напряжение понижающего преобразователя

На рис. 3 показано как LC-фильтр усредняет импульсный сигнал модулятора VSW, в результате чего на выходе преобразователя формируется практически постоянное напряжение VOUT. На рис. 4 показана взаимосвязь между VSW и VOUT. В VM- и CM-преобразователях используется ШИМ-сигнал, при этом уровень VOUT зависит от коэффициента заполнения (duty cycle):

D × VIN = VOUT (1),

D – коэффициент заполнения.

Зависимость выходного напряжения от коэффициента заполнения

Рис. 4. Зависимость выходного напряжения от коэффициента заполнения

В случае с HM-преобразователями коэффициент D обозначает плотность последовательности импульсов. Тем не менее, исторически так сложилось, что коэффициент D практически всегда используется для обозначения коэффициент заполнения и подразумевает использование ШИМ-модуляции. Далее в статье символ D используется для всех режимов управления, включая HM, кроме тех случаев, когда будет нужно подчеркнуть какое-либо принципиальное отличие, относящееся к HM-преобразователям. Однако стоит еще раз подчеркнуть, что формула (1) справедлива для всех типов преобразователей, вне зависимости от вида управления.

Рабочая частота и LC-фильтр

Для нормальной работы импульсного понижающего преобразователя частота модуляции fSW должна быть значительно выше частоты среза LC-фильтра fLC:

formula2.png (1 KB)

В противном случае фильтрация импульсного сигнала будет неэффективной, и на выходе будут наблюдаться значительные пульсации. Практика показывает, что частота fSW должна быть как минимум в 10 раз выше, чем fLC. Еще лучше, если частоты будут различаться в 50 раз:

fSW > 10·fLC …хорошо (3)

fSW ≈ 50·fLC …отлично

На рис. 5 представлены результаты моделирования, которые наглядно демонстрирует важность правильного выбора соотношения между fSW и fLC. При выполнении моделирования использовался LC-фильтр с индуктивностью 1 мкГн и конденсатором 10 мкФ, что давало частоту среза fLC = 50 кГц. Коэффициент заполнения во всех случаях составлял 50%. Как видно из рис. 5, при выборе частоты коммутации 2 × fLC (fSW = 100 кГц) выходной сигнал был нестабильным. При частоте коммутаций 10 × fLC (fSW = 500 кГц) выходной сигнал имел видимые пульсации. При частоте коммутаций 50 × fLC (fSW = 2,5 МГц) пульсации выходного сигнала оказались минимальными и были не видны при масштабе, используемом рис. 5.

Влияние соотношения частот fSW и fLC на качество выходного сигнала

Рис. 5. Влияние соотношения частот fSW и fLC на качество выходного сигнала

Стабилизация выходного напряжения с помощью ШИМ и ЧИМ

При разработке регулятора напряжения, представленного на рис. 3, необходимо учитывать изменения трех базовых параметров:

  • Входного напряжения, VIN;
  • Выходного тока, IOUT;
  • Температуры окружающей среды, ТА.

Влияние VIN явно вытекает из уравнения (1): VOUT изменяется пропорционально значению VIN. Если напряжение VIN увеличивается или уменьшается, регулятор должен компенсировать это изменение за счет изменения коэффициента D. Третий параметр – температура TA оказывает влияние на все остальные параметры. Подробный разбор влияния температуры выходит за рамки данной статьи, но следует иметь в виду, что колебания TA могут приводить как к увеличению, так и к уменьшению VOUT.

Влияние второго параметра IOUT имеет более сложный характер. IOUT не входит в уравнение (1), то есть в идеальном случае выходное напряжение не должно зависеть от тока. При выполнении моделирования (рис. 4 и 5) рассматривался именно идеальный случай, в котором величина тока индуктивности могла принимать любые значения 0 A, 1 A, 10 A и даже 100 A  – это никак не влияло на результаты. Однако в реальных приложениях при изменении выходного тока возникают пульсации выходного напряжения. Увеличение IOUT приводит к просадке VOUT и, наоборот, при уменьшении IOUT напряжение VOUT увеличивается.

Изменения любого из трех базовых параметров приводит к изменению выходного напряжения. Таким образом, основной задачей регулятора становится компенсация этих изменений и поддержание стабильного выходного напряжения. Для достижения поставленной цели импульсный модулятор корректирует плотность выходных импульсов: увеличение плотности импульсов приводит к увеличению выходного напряжения, и, наоборот, снижая плотность импульсов можно уменьшить выходной сигнал.

Поскольку в VM- и CM-преобразователях используется фиксированная частота переключений, то регулирование плотности импульсов осуществляется путем изменения коэффициента заполнения ШИМ. На рис. 6 представлены результаты моделирования, которые демонстрируют, как изменения IOUT приводят к возникновению пульсаций напряжения VOUT. Когда IOUT увеличивается (точка 550 мкс), VOUT начинает уменьшаться, что является следствием ускоренного разряда выходного конденсатора COUT. В ответ на это блок ШИМ-модулятора увеличивает коэффициент заполнения, чтобы вернуть VOUT на исходный уровень. Просадка VOUT достигает максимального значения, когда ток индуктивности IL и выходной ток IOUT сравниваются (точка 560 мкс). По мере дальнейшего увеличения разницы между токами (IL-IOUT) происходит рост заряда выходного конденсатора, в результате чего выходное напряжение возвращается к исходному значению (570…600 мкс). Аналогичные процессы, но с противоположным знаком происходят, когда IOUT начинает уменьшаться. Поскольку используемая модель является практически идеальной, и VM-контроллер обеспечивает полный диапазон коэффициента заполнения 0…100%, то импульсный сигнал на выходе модулятора отсутствует в интервале 550…560 мкс (здесь коэффициент заполнения равен 100%) и в интервале 600…610 мкс (здесь коэффициент заполнения равен 0%).

VM-регулятор отрабатывает изменения выходного тока

Рис. 6. VM-регулятор отрабатывает изменения выходного тока

HM-преобразователь имеет постоянное время включенного состояния (tON) и для отработки изменений выходного напряжения ему приходится изменять частоту импульсного сигнала VSW (на выходе модулятора). Результаты моделирования работы HM-преобразователя представлены на рис. 7. Поведение HM-преобразователя оказывается почти таким же, как и в предыдущем примере с VM-регулятором (рис. 6). Единственное отличие заключается в том, что меняется не коэффициент заполнения, а частота импульсного сигнала. Например, при увеличении тока IOUT в интервале 550…620 мкс на рис. 7 частота переключений повышается, а плотность импульсов увеличивается.

HM-регулятор отрабатывает изменения выходного тока

Рис. 7. HM-регулятор отрабатывает изменения выходного тока

На рис. 8 представлены диаграммы выходных напряжений (VOUT) и импульсных сигналов (VSW), из которых видно, что и ШИМ, и ЧИМ могут обеспечивать одинаковый выходной сигнал. В случае с ШИМ регулирование достигается за счет модуляции коэффициента заполнения (рис. 8а), а в случае с ЧИМ - за счет модуляции частоты (рис. 8б). Тем не менее, можно заметить некоторые отличия. В частности, на диаграмме рис. 8б четко видно изменение плотности сигнала VSW при изменении частоты. Кроме того, в выделенной области частота коммутации оказывается минимальной и приближается к частоте среза LC-фильтра, в результате чего возникают значительные импульсы выходного напряжения. Природа этих импульсов была подробно рассмотрена в предыдущем разделе.

Результаты моделирования. (а) ШИМ с модуляцией коэффициента заполнения. (б) ЧИМ с модуляцией частоты

Рис. 8. Результаты моделирования. (а) ШИМ с модуляцией коэффициента заполнения. (б) ЧИМ с модуляцией частоты

Во второй статье из данного цикла будет выполнено сравнение форм сигналов при переходных процессах для всех типов преобразователей VM/ CM/ HM. Там же будет отдельно рассмотрена причина высокого быстродействия HM-регуляторов.

Фазовый сдвиг и стабильность понижающих преобразователей

Все понижающие преобразователи вне зависимости от используемого способа управления могут самовозбуждаться. Чтобы этого не происходило, необходимо использовать схемы компенсации фазового сдвига управляющего контура. Рассмотрим возникновение фазового сдвига в схеме регулятора:

  1. Импульсный модулятор формирует импульсный сигнал VSW.
  2. Дроссель L вносит фазовый сдвиг 90° между напряжением VSW и током IL .
  3. Выходной конденсатор COUT добавляет сдвиг 90° между током IL и напряжением VOUT.
  4. Сигнал обратной связи по напряжению поступает на инвертирующий вход усилителя ошибки, что дает дополнительный сдвиг 180°.

На рис. 9 показана последовательность образования фазового сдвига 360° для сигнала обратной связи. Таким образом, все методы управления должны использовать компенсацию, чтобы избежать этого фазового сдвига. Способы компенсации для каждого из методов управления рассматриваются в заключительных разделах данной статьи. Подробный анализ стабильности понижающих преобразователей выполняется в третьей статье данного цикла.

Механизм самовозбуждения в понижающем преобразователе

Рис. 9. Механизм самовозбуждения в понижающем преобразователе

Компенсация сейчас и раньше

Многие инженеры знают, что компенсация контура обратной связи стала особенно важной задачей при массовом переходе на керамические конденсаторы. Дело в том, что до наступления эры керамических конденсаторов большим достоинством электролитических или танталовых конденсаторов считалось большое эквивалентное последовательное сопротивление (ESR). При работе на частотах выше собственной частоты резонанса конденсатор, по сути, превращается в резистор (= ESR):

formula4.png (1 KB)
Если fCOUT оказывается ниже полосы пропускания контура управления, выходной LC-фильтр превращается в LR-фильтр, который сдвигает сигнал только на 90°. Даже после сдвига фазы, вносимого усилителем, полное смещение не достигает 360° и система не самовозбуждается.

Например, конденсатор емкостью 47 мкФ с ESR 0,2 Ом имеет резонансную частоту 17 кГц, что значительно меньше, чем полоса пропускания большинства регуляторов.

На эту ситуацию можно посмотреть и под другим углом. В данном случае получается своего рода CM-управление, в котором сопротивление RESR выполняет роль измерительного резистора для контроля тока индуктивности при короткозамкнутом конденсаторе.

Несмотря на то, что в производстве применяются преимущественно керамические конденсаторы, очень часто для отладки удобно использовать конденсаторы с высоким ESR.

Компенсация в VM-, CM- и HM-регуляторах

Компенсация в VM-регуляторах

Схема компенсации III-типа широко применятся для стабилизации VM-преобразователей (рис. 10). Если говорить кратко, то схема компенсации III типа использует дополнительную обратную связь от выхода усилителя и уменьшает сдвиг фазы контура управления. Это позволяет не допускать возникновения положительной обратной связи.

VM-преобразователь напряжения с компенсацией III типа

Рис. 10. VM-преобразователь напряжения с компенсацией III типа

Как видно из схемы, изображенной на рис. 10, цепь компенсации III типа оказывается сложной. 

Компенсация в CM-регуляторах

Многие CM-регуляторы используют компенсацию II типа (рис. 11). Суть данного решения заключается в устранении фазового сдвига 90° вносимого дросселем фильтра. Для этого в импульсный модулятор вводится дополнительная петля обратной связи по току. При использовании дополнительной замкнутой токовой петли катушка индуктивности становится источником тока, и полный сдвиг контура управления оказывается меньше 360°.

СM-преобразователь с компенсацией II типа

Рис. 11. СM-преобразователь с компенсацией II типа

Компенсация в HM-регуляторах

Преобразователи с гистерезисным управлением обычно используют технику компенсации с инжекцией дополнительных импульсов (ripple-injection circuit) (рис. 12а). В этой схеме производится измерение тока на сопротивлении дросселя (DCR), как это показано на рис. 12б. При этом напряжение на CС оказывается пропорциональным току индуктивности:

formula5.png (1 KB)

Компенсация в HM-преобразователе. (а) Гистерезисный с инжекцией дополнительных импульсов (б) Тока индуктивности через DCR

Рис. 12. Компенсация в HM-преобразователе. (а) Гистерезисный с инжекцией дополнительных импульсов. (б) Тока индуктивности через DCR

На схеме, изображенной на рисунке 12а, нет необходимости в точном соблюдении уравнения 5, так как целью инжекции импульсов является встраивание информации о токе индуктивности в сигнал обратной связи. Как и на рис. 10, схема инжекции импульсов использует информацию о токе в дросселе для достижения стабильности. Данную схему также можно рассматривать, как вариант CM-управления.

Производитель: Texas Instruments
Наименование
Производитель
Описание Корпус/
Изображение
Цена, руб. Наличие
LT1054CDWRE4
LT1054CDWRE4
Texas Instruments
Арт.: 384344 PDF
Доступно: 560 шт. от: 2000 руб.
Выбрать
условия
поставки
Switching Voltage Regulators Switched-Capacitor Voltage Converter
LT1054CDWRE4 от 2000 шт. от 116,15
560 шт.
(под заказ)
Выбрать
условия
поставки
REG710NA-2.7/250
REG710NA-2.7/250
Texas Instruments
Арт.: 390083 ИНФО PDF AN RD DT
Доступно: 1293 шт. от: 250 руб.
Выбрать
условия
поставки
30-mA Switched-Cap DC-DC Converter with fixed 2.7-V Output 6-SOT-23 -40 to 85
REG710NA-2.7/250 от 250 шт. от 49,41
1293 шт.
(под заказ)
Выбрать
условия
поставки
TPS51610RHBR
TPS51610RHBR
Texas Instruments
Арт.: 422505 ИНФО PDF AN RD DT
Доступно: 517 шт. от: 3000 руб.
Выбрать
условия
поставки
Single Phase D-CAP+в„ўMode Step Down Controller for IMVP6+ CPU/GPU Vcore 32-VQFN -10 to 105
TPS51610RHBR от 3000 шт. от 124,65
517 шт.
(под заказ)
Выбрать
условия
поставки
TPS51620RHAR
TPS51620RHAR
Texas Instruments
Арт.: 422508 ИНФО PDF AN
Доступно: 323 шт. от: 2500 руб.
Выбрать
условия
поставки
Dual Phase D-CAP+в„ўMode Step Down Controller for IMVP6+ CPU/GPU Vcore 40-VQFN -10 to 100
TPS51620RHAR от 2500 шт. от 199,44
323 шт.
(под заказ)
Выбрать
условия
поставки
TPS51513RHBR
TPS51513RHBR
Texas Instruments
Арт.: 584130 ИНФО PDF AN NRND DT
Доступно: 418 шт. от: 3000 руб.
Выбрать
условия
поставки
3V to 28V Input Sync. Step Down Controller with D-CAP+в„ў Mode and Integrated Gate Drivers 32-VQFN -10 to 100
TPS51513RHBR от 3000 шт. от 155,59
418 шт.
(под заказ)
Выбрать
условия
поставки
TPS51317RGBT
TPS51317RGBT
Texas Instruments
Арт.: 682747 ИНФО PDF AN
Доступно: 197 шт. от: 250 руб.
Выбрать
условия
поставки
3.3V / 5V Input, 6A, D-CAP+ Mode Synchronous Step-Down Converter 20-VQFN -40 to 85
TPS51317RGBT от 250 шт. от 326,93
197 шт.
(под заказ)
Выбрать
условия
поставки
TPS54329DDA
TPS54329DDA
Texas Instruments
Арт.: 886651 ИНФО PDF AN RD DT
Доступно: 836 шт. от: 375 руб.
Выбрать
условия
поставки
4.5V to 18V Input, 3A Synchronous Step-Down Converter with D-CAP2 Mode 8-SO PowerPAD -40 to 85
TPS54329DDA от 375 шт. от 77,74
836 шт.
(под заказ)
Выбрать
условия
поставки
TPS54329DDAR
TPS54329DDAR
Texas Instruments
Арт.: 886652 ИНФО PDF AN RD DT
Доступно: 998 шт. от: 2500 руб.
Выбрать
условия
поставки
4.5V to 18V Input, 3A Synchronous Step-Down Converter with D-CAP2 Mode 8-SO PowerPAD -40 to 85
TPS54329DDAR от 2500 шт. от 64,82
998 шт.
(под заказ)
Выбрать
условия
поставки
TPS51640ARSLR
TPS51640ARSLR
Texas Instruments
Арт.: 994103 ИНФО PDF AN
Доступно: 289 шт. от: 2500 руб.
Выбрать
условия
поставки
Dual-Channel (3-Phase CPU/1-Phase GPU) SVID, D-CAP+в„ў Step-Down Controller for IMVP-7 Vcore 48-VQFN -10 to 105
TPS51640ARSLR от 2500 шт. от 224,38
289 шт.
(под заказ)
Выбрать
условия
поставки
TPS51463RGER
TPS51463RGER
Texas Instruments
Арт.: 1022685 ИНФО PDF AN
Доступно: 218 шт. от: 3000 руб.
Выбрать
условия
поставки
3.3-V/5-V Input, D-CAP+в„ў Mode Synchronous Step-Down Integrated FETs Converter with 2-Bit VID 24-VQFN -40 to 85
TPS51463RGER от 3000 шт. от 294,18
218 шт.
(под заказ)
Выбрать
условия
поставки
TPS51463RGET
TPS51463RGET
Texas Instruments
Арт.: 1022686 PDF AN
Доступно: 190 шт. от: 250 руб.
Выбрать
условия
поставки
3.3-V/5-V Input, D-CAP+в„ў Mode Synchronous Step-Down Integrated FETs Converter with 2-Bit VID 24-VQFN -40 to 85
TPS51463RGET от 250 шт. от 339,05
190 шт.
(под заказ)
Выбрать
условия
поставки
TPS54339EDDAR
TPS54339EDDAR
Texas Instruments
Арт.: 1132110 ИНФО PDF AN RD DT
Доступно: 918 шт. от: 2500 руб.
Выбрать
условия
поставки
4.5V to 23V Input, 3A Synchronous Step-Down Converter with D-CAP2 Mode and Light Load Efficiency 8-SO PowerPAD -40 to 85
TPS54339EDDAR от 2500 шт. от 69,81
918 шт.
(под заказ)
Выбрать
условия
поставки
TPS54339DDAR
TPS54339DDAR
Texas Instruments
Арт.: 1185748 ИНФО PDF AN RD DT
от: 2500 руб.
Поиск
предложений
4.5V to 23V Input, 3A Synchronous Step-Down Converter with D-CAP2 Mode 8-SO PowerPAD -40 to 85
TPS54339DDAR от 2500 шт. от 69,81
-
Поиск
предложений
FX007
FX007
Texas Instruments
Арт.: 1490692 PDF
Доступно: 246 шт. от: 2500 руб.
Выбрать
условия
поставки
Switching Controllers Dual Channel (3-Phase CPU / 2-Phase GPU) SVID, D-CAP+ Step-Down Controller for IMVP-7 Vcore 48-VQFN -10 to 105
FX007 от 2500 шт. от 264,26
246 шт.
(под заказ)
Выбрать
условия
поставки
TPS53632RSMR
TPS53632RSMR
Texas Instruments
Арт.: 1872168 ИНФО PDF AN
Доступно: 215 шт. от: 3000 руб.
Выбрать
условия
поставки
3-2-1 Phase D-CAP+ Step-Down Driverless Controller with I2C control 32-VQFN -10 to 105
TPS53632RSMR от 3000 шт. от 299,17
215 шт.
(под заказ)
Выбрать
условия
поставки
TPS53317ARGBT
TPS53317ARGBT
Texas Instruments
Арт.: 2084805 PDF AN RD DT
Доступно: 212 шт. от: 250 руб.
Выбрать
условия
поставки
0.9V-6V Input, 6-A Output, D-CAP+ Mode, SWIFT Synchronous Step-Down Converter for DDR VTT 20-VQFN -40 to 125
TPS53317ARGBT от 250 шт. от 303,93
212 шт.
(под заказ)
Выбрать
условия
поставки
TPS53632GRSMR
TPS53632GRSMR
Texas Instruments
Арт.: 2172211 ИНФО PDF AN RD
Доступно: 172 шт. от: 3000 руб.
Выбрать
условия
поставки
Switching Controllers Half-Bridge, D-CAP+ Controller for 48-V GaN DC/DC Converter 32-VQFN -10 to 105
TPS53632GRSMR от 3000 шт. от 373,96
172 шт.
(под заказ)
Выбрать
условия
поставки

Сравнение позиций

  • ()