SiC

Управление SiC-транзисторами. Часть 2

Данный цикл статей является переводом руководства TND6237/D. SiC MOSFETs: Gate Drive Optimization от компании ON Semiconductor. Во второй части цикла рассматриваются особенности построения драйвера для SiC-транзисторов. В статье предлагается два варианта реализации схемы управления: на базе дискретных компонентов и на базе интегрального драйвера NCP51705
1636
В избранное

Драйвер SiC-транзисторов на дискретных компонентах

Из-за необходимости компенсации низкого усиления и обеспечения быстрых и эффективных коммутаций драйверы SiC-транзисторов должны отвечать следующим требованиям:

  1. Как было показано ранее, при работе с большинством SiC-транзисторов для достижения максимальной эффективности необходимо использовать диапазон управляющих напряжений затвор-исток -5 В> VGS> 20 В. Однако в ряде случаев для эффективного управления SiC-транзисторами может потребоваться более широкий диапазон вплоть до -10…+25 В. Таким образом, чтобы в полной мере реализовать преимущества SiC-ключей, драйвер должен обеспечивать размах управляющего напряжения до 35 В, а также выдерживать напряжения до VDD = 25 В и VEE = -10 В.
  2. Драйвер должен формировать управляющий сигнал VGS с минимальной длительностью фронта и среза порядка нескольких нс.
  3. Драйвер должен обеспечивать высокий пиковый ток затвора порядка нескольких ампер для максимально быстрого прохождения плато Миллера.
  4. Требование высокого входного и выходного тока приводит к необходимости обеспечения минимального собственного импеданса драйвера затвора. Номинальный входной ток драйвера должен гарантировать быстрый разряд входной емкости SiC-транзистора. Для полумостовых источников питания с высокой частотой коммутации необходим пиковый входной ток не менее 10 А.
  5. Необходимо, чтобы драйвер имел защиту от просадок питающего напряжения VDD UVLO (under−voltage lockout). Эта функция блокирует работу схемы, если управляющее напряжение затвор-исток VGS оказывается менее 16 В.
  6. Драйвер должен иметь возможность мониторинга отрицательного напряжения VEE UVLO и ограничивать коммутации, если напряжение VEE не находится в допустимом диапазоне.
  7. Драйвер должен иметь функцию защиты DESAT, которая будет обнаруживать аварийные ситуации, связанные с выходом транзистора из насыщения, и сообщать о них управляющему контроллеру, тем самым гарантируя долгую и надежную работу SiC-транзистора.
  8. Драйвер должен иметь низкую паразитную индуктивность для обеспечения высокой скорости переключений.
  9. Важным требованием для драйвера также является компактное корпусное исполнение, которое позволит разместить его как можно ближе к SiC-транзистору.

Все перечисленные требования приводят к тому, что для эффективного и надежного управления SiC-транзисторами необходимы особые специализированные драйверы. В то же время, в большинстве современных систем управления используют универсальные драйверы нижнего плеча. Одна из таких типовых схем показана на рис. 8.

Пример реализации драйвера SiC-транзистора нижнего плеча на дискретных компонентах

Рис. 8. Пример реализации драйвера SiC-транзистора нижнего плеча на дискретных компонентах

На рис. 8 представлена схема с плавающей землей, которая может быть использована как для управления транзисторами верхнего плеча, так и для управления транзисторами нижнего плеча. Для защиты низковольтной схемы управления от аварийных ситуаций, которые могут возникать в высоковольтном силовом контуре, применяется гальваническая развязка. В схеме присутствует два изолированных DC/DC-преобразователя PS1 и PS2. PS1 формирует напряжение VDD = 24 В, которое в дальнейшем понижается до 20 В (VDD). Преобразователь PS2 формирует отрицательное напряжение VEE = -5 В. Следует отметить, что предлагаемая схема управляет всего одним SiC-транзистором, а для каждого дополнительного транзистора потребуется своя собственная пара DC/DC-преобразователей. Это в первую очередь касается управления транзисторами верхнего плеча в полумостовых и мостовых схемах. Драйвер U1 работает с плавающим напряжением в диапазоне нескольких сотен Вольт, по этой причине схема оказывается очень чувствительной к высоким скоростям переключения dV/dt, характерным для SiC-транзисторов. Если предположить, что dV/ dt = 100 В / нс, а паразитная ёмкость между первичной и вторичной стороной гальванической развязки регуляторов PS1 (или PS2) составляет всего 1 пФ, то пиковый ток составит 100 мА. Этот пример подчеркивает важность обеспечения низкой паразитной емкости и индуктивности, а также важность развязки питания драйвера и напряжений VEE и VDD.

Цифровой изолятор U2 необходим для гальванической развязки низковольтной части схемы и силового контура. Кроме того, он обеспечивает необходимое смещение. Сигнал со вторичной стороны U2 поступает на вход основного драйвера U1. U1 – это универсальный драйвер затвора нижнего плеча. При работе с SiC-транзисторами этот драйвер должен формировать управляющие сигналы -5 В <VGS <20 В и обеспечивать требуемые уровни входных и выходных токов. Большинство драйверов нижнего плеча общего назначения рассчитаны на максимальное напряжение VDD = 20 В и не всегда могут обеспечивать требуемые уровни входных и выходных токов, а также выпускаются в корпусных исполнениях с большой паразитной индуктивностью. По этой причине при разработке схемы управления в большинстве случаев выбор ограничивается всего несколькими подходящими моделями драйверов.

Стандартные драйверы, представленные на рынке, предназначены для работы с кремниевыми МОП-транзисторами, и по этой причине они не отвечают всем требованиям, предъявляемым SiC-транзисторами. Например, они не сообщают схеме управления о возникновении перегрузок по току, а также не имеют встроенной функции DESAT. Кроме того, пороговые значения схемы защиты от просадок напряжения UVLO для таких стандартных драйверов обычно находятся в диапазоне 5 В <VDD <12 В. Это является проблемой, поскольку нижняя граница безопасного рабочего диапазона VDD для SiC-транзисторов составляет приблизительно 16 В. В стандартных драйверах также не выполняется мониторинг напряжения шины VEE. Это касается и схемы, представленной на рис. 8. Напряжение VEE необходимо контролировать, чтобы гарантировать нахождение SiC-транзистора в низкоомном состоянии во время включения и высокоомном запертом состоянии во время отключения.

Схема, показанная на рис. 8, предоставляет базовые функции для управления SiC-транзисторами, однако она отвечает не всем требованиям, перечисленным в начале данного раздела. Тем не менее, из-за отсутствия специализированных драйверов SiC-транзисторов, большинство систем управления использует именно такую схему. Любые дополнительные функции, такие как DESAT, контроль шин питания и т. д. либо реализуются с помощью дополнительных цепей, либо вовсе игнорируются.

Драйвер NCP51705 для SiC-транзисторов

NCP51705 – это специализированный драйвер SiC-транзисторов, обладающий высокой степенью гибкости и широким набором встроенных функций, что делает его полностью совместимым с любыми SiC-транзисторами, присутствующими на рынке. Функциональная схема NCP51705 представлена на рис. 9. Она содержит множество привычных блоков, характерных для традиционных драйверов МОП-транзисторов. Основными особенностями NCP51705 являются:

  1. Положительное напряжение питания VDD до 28 В;
  2. Высокий пиковый выходной ток до 6 А и входной ток до 10 А;
  3. Встроенный регулятор опорного напряжения 5 В позволяет работать с маломощной нагрузкой до 20 мА (цифровые изоляторы, оптопары, микроконтроллер и т.д.);
  4. Отдельные выводы для подключения силовой и сигнальной земли;
  5. Отдельные выводы для управления транзистором при включении (OUTSRC) и при выключении (OUTSNK);
  6. Встроенная защита от перегрева;
  7. Пара комплементарных ТТЛ-входов IN+ и IN- для ШИМ-сигналов управления.

Блок-схема драйвера NCP51705

Рис. 9. Блок-схема драйвера NCP51705

Кроме того, NCP51705 отвечает уникальным требованиям, которые были перечислены в предыдущем пункте. Как уже было сказано ранее, выполнение этих требований является обязательным условием для создания надежной схемы управления SiC-транзисторами. NCP51705 также позволяет сократить число внешних компонентов. Преимущества использования NCP51705 подробно описаны в следующих разделах.

Защита от перегрузки по току – DESAT

При использовании интегрального драйвера NCP51705 для реализации функции DESAT потребуется всего два внешних компонента. Как показано на рис. 10, для контроля напряжения сток-исток SiC-транзистора Q1 используется вывод драйвера DESAT, резистор R1 и диод D1.

Реализация функции DESAT в драйвере NCP51705

Рис. 10. Реализация функции DESAT в драйвере NCP51705

В течение интервала времени, когда транзистор Q1 выключен, напряжение сток-исток может достигать нескольких сотен Вольт. Как только транзистор Q1 включается, напряжение сток-исток быстро падает до нуля. Это занимает всего несколько сотен наносекунд. В момент переключения транзистора встроенная функция DESAT драйвера NCP51705 блокируется с помощью таймера примерно на 500 нс. Этот таймер подключает сопротивление 5 Ом, шунтирующее встроенный компаратор. Формируемой задержки хватает для того, чтобы процесс переключения завершился без срабатывания DESAT. Через 500 нс работа DESAT разблокируется, а источник тока 200 мкА обеспечивает постоянный ток через сопротивление R1, диод D1 и SiC-транзистор. Если в течение интервала включения, напряжение на выводе DESAT поднимается выше 7,5 В, срабатывает компаратор. Сигнал компаратора защелкивается с помощью RS-триггера и блокирует работу драйвера до конца цикла коммутации. Таким образом, время включенного состояния транзистора будет ограничено.

Источник тока 200 мкА поддерживает прямое смещение диода D1 и одновременно обеспечивает постоянство напряжения на резисторе R1, делая его независимым от VDS в течение времени включения SiС-транзистора. При желании защиту DESAT можно отключить, подключив вывод DESAT к земле. И наоборот, если вывод DESAT остается не подключенным, или цепь с R1 окажется разомкнутой, то ток 200 мкА, протекая через резистор 20 кОм, будет формировать на неинвертирующем входе компаратора постоянное напряжение 4 В. Очевидно, что в таком случае компаратор заблокирует работу драйвера. В некоторых приложениях вместо предложенного варианта применяют схему измерения тока с помощью трансформатора тока, при этом сигнал на вывод DESAT подается от внешней схемы. Для таких случаев предлагается использовать версию драйвера NCP51705 без встроенного резистора 20 кОм. При отсутствии этого резистора вывод DESAT функционирует как вход традиционной импульсной защиты от перегрузки по току.

Напряжение на выводе DESAT (VDESAT) определяется уравнением (6):

$$V_{DESAT}=(200\:мкА\:\times \:R1)\:+\:V_{D1}\:+\:(I_{D}\:\times \:R_{DS})\qquad{\mathrm{(}}{6}{\mathrm{)}}$$

Для выбранного SiC-транзистора значения RDS и ID можно узнать из документации (пиковый ток  следует выбирать с некоторым запасом). Полагая VDESAT <7,5 В, можно решить уравнение 6 относительно R1:

$$R_{1}=\frac{V_{DESAT}+V_{D}-(I_{1}\times R_{DS})}{200_{mkA}}\qquad{\mathrm{(}}{7}{\mathrm{)}}$$

Резистор R1 не только определяет напряжение на входе DSAT, но и ограничивает импульсный ток, протекающий через паразитную емкость диода D1. Поскольку скорость изменения dV/ dt напряжения сток-исток SiC-транзистора имеет чрезвычайно высокое значение, то импульсный ток через емкость p-n-перехода D1 может оказаться высоким, если не ограничить его с помощью резистора R1. По этой же причине в схеме необходимо использовать быстродействующий высоковольтный диод с наименьшей емкостью перехода. Типовые значения сопротивления для R1 будут находиться в диапазоне 5 кОм <R1 <10 кОм, но конкретный номинал следует выбирать исходя из значений ID и RDS используемого SiC-транзистора. Если R1 окажется намного меньше 5 кОм, тогда мгновенный ток на выводе DESAT может составить сотни миллиампер. И наоборот, если R1 будет намного больше, чем 10 кОм, тогда задержка срабатывания схемы защиты будет определяться постоянной времени RC, образованной произведением R1 и емкости перехода D1. Задержка может составлять порядка 100 мкс.

Схема накачки VEE (VEESET)

Драйвер NCP51705 требует одного положительного уровня напряжения питания. Это означает, что отрицательное напряжение VEE должно генерироваться драйвером самостоятельно. Использование схемы накачки на переключаемых конденсаторах является оптимальным выбором для решения данной задачи. Существует много разных вариантов реализации схемы накачки. При этом основными проблемами становятся поддержание точного напряжения при переходных процессах, а также необходимость работы на высоких частотах. Увеличение рабочей частоты позволяет выбирать менее габаритные конденсаторы и сокращать число внешних компонентов, тем самым снижая стоимость схемы и повышая надежность ее работы.

Как видно из функциональной схемы, показанной на рис. 11, при работе с драйвером NCP51705 для получения отрицательного напряжения VEE потребуется только три внешних конденсатора. Силовой контур накачки заряда представляет собой мост, состоящий из двух транзисторов PMOS и двух транзисторов NMOS.

Схема накачки в драйвере NCP51705

Рис. 11. Схема накачки в драйвере NCP51705

Внешний конденсатор CF подключается между средними точками каждого полумоста, как показано на рис. 11. Коммутация транзисторов схемы накачки синхронизирована таким образом, что всякий раз, когда два верхних PMOS-ключа находятся в проводящем состоянии, напряжение VDD прикладывается к CF. Точно так же всякий раз, когда в проводящем состоянии находятся NMOS-ключи, к CF прикладывается напряжение -VEE. Частота переключений является фиксированной и составляет 390 кГц, причем два верхних PMOS переключаются асинхронно с двумя нижними NMOS. Пользователям также предлагается версия драйвера с пониженной частотой коммутации схемы накачки 290 кГц.

Напряжение VEE определяется напряжением VCH, которое формируется на выходе встроенного LDO-стабилизатора и задается напряжением на выводе VEESET. Если вывод VEESET остается неподключенным (в таких случаях рекомендуется использовать дополнительный конденсатор емкостью 100 пФ между VEESET и SGND), тогда напряжение VEE устанавливается на уровне -3 В. Для получения напряжения VEE -5 В вывод VEESET должен быть подключен непосредственно к V5V (контакт 23). Если на вывод VEESET подать напряжение между 9 В и VDD, тогда значение VEE устанавливается на уровне -8 В. Схема накачки запускается, когда VDD> 7,5 В. Кроме того, напряжение шины VEE контролируется с помощью собственной схемы защиты от просадок напряжения UVLO с порогом 80% от запрограммированного значения (функция VEE UVLO).

Драйвер NCP51705 позволяет работать с положительным управляющим сигналом 0 В <OUT <VDD. Для этого необходимо отключить схему накачки, подключив вывод VEESET к SGND. Важно отметить, что всякий раз, когда вывод VEESET закорочен на SGND, VEE должен быть подключен к PGND. В этом режиме функция VEE UVLO также отключается.

Драйвер NCP51705 позволяет отключать схему накачки и работать с внешним источником отрицательного напряжения VEE. В этом случае драйвер по-прежнему будет формировать управляющий сигнал в диапазоне –VEE <OUT <VDD, но при этом мощность, рассеиваемая драйвером, будет уменьшена за счет отключения схемы накачки. Для работы в таком режиме необходимо подключить вывод VEESET к SGND, а внешний источник отрицательного напряжения включить непосредственно между VEE и PGND. Стоит отметить, что поскольку напряжение на VEESET равно 0 В, то внутренняя схема защиты VEE UVLO оказывается отключена, и поэтому NCP51705 не знает, находится ли уровень напряжения VEE в разрешенном безопасном диапазоне.

Настройка схемы накачки с помощью вывода VEESET обеспечивает высочайшую степень гибкости при минимальном числе используемых внешних компонентов, и в то же время позволяет драйверу NCP51705 отвечать всем требованиям, предъявляемым при работе SiC-транзисторами. Варианты подключения VEESET и соответствующие напряжения (VEE и VEE UVLO) представлены в таблице 3.

Таблица 3. Варианты подключения вывода VEESET

Варианты подключения вывода VEESET

Примечание

VEE

VEE (UVLO)

VDD

9 В < VEESET < VDD

−8 В

−6,4 В

V5V

 

−5 В

−4 В

Не подключен

Добавьте дополнительный конденсатор CVEE  100 пФ между VEESET и SGND

−3 В

−2,4 В

GND

Удалите CVEE и подключите VEE к PGND

0 В

-

GND

Подключите VEE к внешнему источнику отрицательного напряжения

−VEXT

-

Программируемая защита от просадок напряжения – UVSET

Защита от просадок напряжения UVLO не позволяет драйверу работать до тех пор, пока напряжение питания VDD не превысит заданный порог. Эта функция необходима не только для защиты транзистора, но и для нормальной работы самого драйвера. При этом оптимальное пороговое значение включения UVLO зависит от конкретной модели транзистора. Одно и то же пороговое значение VDD может быть губительным для одного SiC-транзистора, и в то же время вполне приемлемым для другого в зависимости от качества теплоотвода, охлаждения и времени запуска VDD. Оптимальный порог включения UVLO также зависит от топологии источника питания, формирующего VDD. В системах управления может использоваться как выделенный, вспомогательный источник питания, так и источник питания с бутстрепной топологией, подобный тому, что изображен на рис. 13.

NCP51705 решает проблему просадок напряжения благодаря встроенной защитной функции UVLO с программируемым порогом включения. Установка порогового значения выполняется с помощью одного резистора, подключаемого между UVSET и SGND. Как показано на рис. 12, вывод UVSET внутри драйвера подключен к источнику тока 25 мкА через блок усиления с коэффициентом усиления 6.

Резистор RUVSET задает напряжение включения VON и может быть рассчитан по формуле 8:

$$R_{UVSET}=\frac{V_{ON}}{6\:\times 25\:мкА}\qquad{\mathrm{(}}{8}{\mathrm{)}}$$

Реализация защиты от просадок напряжения (UVLO) в драйверах NCP51705

Рис. 12. Реализация защиты от просадок напряжения (UVLO) в драйверах NCP51705

Величина VON обычно определяется по выходной характеристике SiC-транзистора (см. рис. 1). Из выходной характеристики видно, что во включенном состоянии сопротивление SiC-транзистора резко возрастает даже при небольшом уменьшении VGS. По этой причине допустимый гистерезис UVLO должен быть небольшим. Драйвер NCP51705 имеет фиксированный гистерезис 1 В, так что пороговое напряжение выключения VOFF всегда на 1 В меньше, чем заданное значение VON.

Если драйвер питается от выделенного вспомогательного источника, то при включении (или при повторном включении) напряжение VDD превысит желаемый порог VON еще до того, как система начнет выполнять коммутации силового транзистора. Для таких систем желательно иметь гистерезис UVLO 1 В, который не будет оказывать никакого влияния на запуск системы. Однако некоторые системы используют бутстрепную схему питания. При запуске такой схемы питание сначала осуществляется от шины высокого напряжения, а затем переключается на вспомогательную обмотку трансформатора, как показано на рис. 13.

Бутстрепная схема питания

Рис. 13. Бутстрепная схема питания

На рис. 13 показан ШИМ-контроллер с возможностью запуска при высоком напряжении (HV) и фиксированными пороговыми напряжениями VPWM(ON)= 17 В и VPWM(OFF)= 9 В. При запуске системы внутренний ключ ШИМ-контроллера коммутирует высокое напряжение HV и заряжает CVCC. Ключ размыкается в момент, когда HV = VON = 17 В. Далее конденсатор CVCC разряжается, и Q1 должен начать коммутацию для создания напряжения в дополнительной обмотке трансформатора. Это накладывает ограничение на допустимое пороговое напряжение включения драйвера VON, которое может быть запрограммировано с помощью RUVSET. Значение VON должно быть меньше порогового значения VPWM(ON) ШИМ-контроллера. Данная особенность запуска проиллюстрирована на рис. 14. На представленных графиках пороговые значения UVLO для ШИМ-контроллера показаны синим цветом, а для NCP51705 – красным.

Временные диаграммы при запуске

Рис. 14. Временные диаграммы при запуске

Для того чтобы коммутация SiC-транзистора выполнялась с максимально возможным напряжением затвор-исток VGS, желательно установить VON как можно ближе к VPWM(ON). При этом необходимо, чтобы в течение интервала (t2-t1) просадка напряжения VDD не превысила V = 1 В. Для поддержания напряжения понадобится конденсатор CVCC большой емкости. Например, предположим, что пусковой ток равен 1 мА, t = 3 мс и допустимый разряд V = 1 В, в таком случае для поддержания напряжения потребуется конденсатор емкостью 3 мкФ. И наоборот, если выбрать VON на 1 В выше минимального напряжения VBOOT (MIN), тогда CVCC будет разряжаться в более широком диапазоне от 17 В до 11 В. Очевидно, что при этом емкость CVCC может быть существенно меньше. При тех же начальных условиях (1 мА, t = 3 мс) и допустимом разряде V = 6 В требуемое значение емкости CVCC снижается до 500 нФ; то есть оказывается в 6 раз меньше. Однако расплата за уменьшение емкости может быть довольно серьезной, поскольку SiC-транзистор будет вынужден переключаться с пониженным управляющим напряжением затвор-исток VGS = 11 В. Очевидно, что при работе с NCP51705 предпочтительным является вариант с отдельным источником питания, который будет формировать VDD еще до начала коммутаций силового транзистора.

Цифровая синхронизация и сигнализация об ошибках – XEN

Сигнал XEN представляет собой 5 В сигнал, повторяющий инвертированное напряжение VGS. Сигнал XEN формируется с помощью реального напряжения на затворе SiC-транзистора и его можно использовать совместно со входными сигналами ШИМ для того, чтобы сообщать управляющему контроллеру о состоянии драйвера.

Сигнал XEN может выступать в качестве аварийного флага в полумостовых топологиях, а также использоваться и для синхронизации в системах защиты от сквозных токов. Когда на выводе XEN присутствует высокий сигнал 5 В, это значит, что напряжение VGS имеет низкое значение, а SiC-транзистор выключен. Если сигнал XEN и входные сигналы ШИМ одновременно принимают высокое значение, это свидетельствует о неисправности. Обнаружив такую комбинацию, управляющий контроллер может принять все необходимые меры для предотвращения аварийной ситуации.

Корпусное исполнение

Широкозонные полупроводники (WBG) позволяют высоковольтным преобразователям работать на более высоких частотах, которые ранее были характерны только для низковольтных преобразователей (менее 100 В). В случае с низковольтными преобразователями достижение высокой эффективности и частоты коммутаций стало возможным благодаря эволюции корпусов полупроводниковых компонентов. Двустороннее охлаждение, улучшение тепловых характеристик, снижение индуктивности, безвыводные исполнения – вот лишь некоторые улучшения, реализованные в корпусах кремниевых МОП-транзисторов. Размеры интегральных драйверов также существенно уменьшились в размерах. Уход от длинных выводов и переход на безвыводные MLP-корпуса (molded leadless packages) позволили значительно уменьшить индуктивность, вносимую драйвером. Последним шагом в направлении снижения паразитной индуктивности, повышения эффективности и уменьшения площади платы стали так называемые DrMOS – интегральные компоненты, объединяющие в одном корпусе драйвер и МОП-транзистор. Появление DrMOS стало возможным благодаря относительно низкому рабочему напряжению.

В высоковольтных приложениях существуют особые требования к зазорам и длине пути утечки. По этой причине производители вынуждены по-прежнему выпускать быстродействующие и высоковольтные SiC-транзисторы в крайне неэффективных корпусах TO-220 и TO-247. Эти корпуса хорошо известны и уже давно являются отраслевым стандартом. Они хорошо подходят для многих промышленных приложений, надежны и просты с точки зрения организации теплоотвода. Однако они имеют более высокую паразитную индуктивность из-за большой длины внутренних проводников, соединяющих кристалл с внешними выводами, а также из-за большой длины самих внешних выводов. В настоящее время силовые схемы с SiC-транзисторами вынуждены с одной стороны работать с высокими паразитными индуктивностями, а с другой стороны сталкиваются с термическими стрессами, частотами и скоростям dV/ dt, которые ранее не были характерны для высоковольтных кремниевых транзисторов. Таким образом, SiC-транзисторы вынуждают производителей переосмысливать требования, предъявляемые к корпусным исполнениям высоковольтных силовых ключей.

Специализированные драйверы для SiC-транзисторов, в отличие от самих высоковольтных силовых SiC-транзисторов, могут в полной мере воспользоваться улучшениями, которые были реализованы в корпусах низковольтных драйверов. Кристалл NCP5170 размещается в 24-контактном безвыводном MLP-корпусе размером всего 4 × 4 м (рис. 15).

NCP51705 имеет 24-контактном MLP-корпус размером 4 х 4 мм

Рис. 15. NCP51705 имеет 24-контактном MLP-корпус размером 4 х 4 мм

Все линии NCP51705, относящиеся к силовому контуру, представлены двумя выводами и расположены на правой половине ИС. В дополнение к удвоению выводов, каждый такой вывод соединяется с кристаллом с помощью двух проводников для достижения минимально возможной индуктивности. Все маломощные цифровые сигналы расположены на левой половине ИС, обеспечивая удобный интерфейс с ШИМ- или цифровым контроллером.

На нижней стороне корпуса NCP51705 расположена электрически изолированная, открытая теплопроводящая площадка. Эта площадка не подключена к PGND или SGND. Она предназначена для подключения к изолированной медной площадке на печатной плате с дополнительными теплоотводящими переходами.

Если в процессе работы схемы возникают проблемы с отводом тепла, особое внимание следует уделить четырем основным источникам потерь мощности:

  1. Потери в контуре управления (выводы OUTSRC и OUTSNK). Эти потери пропорциональны частоте переключений и связаны с перезарядом затвора в процессе коммутаций. Уменьшение частоты переключения снизит рассеиваемую мощность;
  2. Встроенный LDO-стабилизатор 5 В (подключенный к выводу V5V) способен обеспечивать нагрузку до 20 мА. Не следует нагружать этот преобразователь слишком сильно. В идеале его следует использовать только для смещения цифрового изолятора или оптопары;
  3. LDO-стабилизатор схемы накачки (подключенный к выводу VCH);
  4. Силовые ключи схемы накачки. Для уменьшения генерируемого тепла можно отключить схему накачки и использовать внешний источник отрицательного напряжения, как было показано в пункте «Схема накачки VEE (VEESET)».

Предыдущая глава:

Источник: https://www.onsemi.com

Производитель: CREE POWER
Наименование
Производитель
Описание Корпус/
Изображение
Цена, руб. Наличие
CMF10120D
CMF10120D
CREE POWER
Арт.: 703879 ИНФО PDF OBS
Поиск
предложений
MOSFET, SIC, N CH, 1200V, 24A, TO247
CMF10120D
-
Поиск
предложений
C3M0065090D
C3M0065090D
CREE POWER
Арт.: 1931237 ИНФО PDF
Доступно: 318 шт. 1110,00
MOSFET G3 SiC MOSFET 900V, 65mOhm
C3M0065090D 1110,00 от 3 шт. 1020,00 от 8 шт. 988,00 от 16 шт. 941,00
318 шт.
(на складе)
C3M0065090J
C3M0065090J
CREE POWER
Арт.: 1931239 ИНФО PDF RND
Доступно: 310 шт. 1360,00
MOSFET G3 SiC MOSFET 900V, 65mOhm
C3M0065090J 1360,00 от 2 шт. 1260,00 от 6 шт. 1220,00 от 13 шт. 1160,00
8 шт.
(на складе)
302 шт.
(под заказ)
C3M0120100K
C3M0120100K
CREE POWER
Арт.: 2264064 ИНФО PDF RND
Доступно: 400 шт. 389,00
MOSFET 1000V 120mOhm G3 SiC MOSFET TO-247-4
C3M0120100K 389,00 от 3 шт. 389,00 от 10 шт. 389,00 от 21 шт. 389,00
22 шт.
(на складе)
378 шт.
(под заказ)
C3M0120100J
C3M0120100J
CREE POWER
Арт.: 2302101 ИНФО PDF RND
Доступно: 427 шт. 260,00
MOSFET 1000V 120mOhm G3 SiC MOSFET TO-263-7
C3M0120100J 260,00 от 5 шт. 260,00 от 14 шт. 260,00 от 30 шт. 260,00
55 шт.
(на складе)
372 шт.
(под заказ)
C3M0075120D
CREE POWER
Арт.: 3212999 ИНФО RND
Доступно: 298 шт. от 1 шт. от 1183,85
Выбрать
условия
поставки
MOSFET, 1.2KV, 30A, 150DEG C, 113.6W
C3M0075120D от 1 шт. от 1183,85
298 шт.
(под заказ)
Выбрать
условия
поставки
Производитель: On Semiconductor
Наименование
Производитель
Описание Корпус/
Изображение
Цена, руб. Наличие
NCP51705MNTXG
NCP51705MNTXG
On Semiconductor
Арт.: 3425066 ИНФО PDF RD
Доступно: 1356 шт. от 1 шт. от 260,70
Выбрать
условия
поставки
Специализированный драйвер SiC-транзисторов, обладающий высокой степенью гибкости и широким набором встроенных функций, что делает его полностью совместимым с любыми SiC-транзисторами, присутствующими на рынке.
NCP51705MNTXG от 1 шт. от 260,70
1356 шт.
(под заказ)
Выбрать
условия
поставки
NVBG020N090SC1
NVBG020N090SC1
On Semiconductor
Арт.: 3483551 ИНФО
Поиск
предложений
Silicon Carbide MOSFET, N?Channel, 900V, 20 m?, D2PAK?7L
NVBG020N090SC1
-
Поиск
предложений
NVHL020N090SC1
NVHL020N090SC1
On Semiconductor
Арт.: 3483552 ИНФО
Поиск
предложений
Silicon Carbide MOSFET, N?Channel, 900 V, 20 m?, TO247?3L
NVHL020N090SC1
-
Поиск
предложений
NVHL020N120SC1
NVHL020N120SC1
On Semiconductor
Арт.: 3483556 ИНФО
Поиск
предложений
Silicon Carbide MOSFET, N?Channel, 1200 V, 20 m?, TO247?3L
NVHL020N120SC1
-
Поиск
предложений

Сравнение позиций

  • ()